Fuente de poder Diseño. Selección de diodos

Expertos de Alto Nivel

Selección de los diodos con diferentes tiempos de recuperación para el diodo D1 pinza tiene un efecto interesante. La tabla muestra la potencia de entrada medida y la eficiencia resultante de las diferentes pruebas de diodos. ¿Puede explicar los cambios en la eficiencia y por qué el diodo rectificador debe ser de cristal pasivado?

Respuesta 3

Corrientes diodo inverso efectivamente recuperar parte de la energía almacenada en la inductancia de fuga de la capacidad de la pinza. Cuanto mayor sea el tiempo de recuperación, más energía se recupera.

¿Por qué?

Los dos oscilogramas a continuación muestran la tensión de drenaje (superior a 200 V / div), el consumo de corriente (inferior, 0,4 A / div) y la corriente por el diodo clamp, D1, tanto para un UF4005 y 1N4007GP (media, 0,4 A / div ).

El tiempo de recuperación más lenta de la 1N4007GP causa una corriente inversa vuelva a fluir a través de la bobina primaria al final del período de cierre. Esta descarga parcialmente la energía almacenada en el condensador de fuga pinza, C2, y transfiere parte de la energía almacenada a la eficiencia de secundaria, lo que mejora.

Podría parecer que el diodo ideal sería ser muy lento para aprovechar al máximo este efecto. Sin embargo, para evitar la disipación del exceso de diodo, para limitar el sonido de drenaje por razones de EMI, y para evitar la fuga de sonido por debajo de la fuente en la línea de bajo, el diodo debe tener un tiempo de recuperación especificada. Una resistencia de valor de la serie pequeña también es necesario para limitar a sonar. En este caso R3 actúa como la resistencia de la amortiguación. Esta resistencia también puede ser colocado directamente en serie con D1. El 1N4007GP es una versión de cristal pasivado del 1N4007, con un tiempo de recuperación inversa especificada en dos de nosotros. El 1N4007 no tiene un tiempo de recuperación específico y no debe ser utilizado.

UF4005

1N4007GP

La recuperación de la corriente inversa al final del período de sujeción recicla la energía almacenada pinza a la secundaria

 

Fuentes de Poder. Diseño. Que diodo o diodos de la siguiente lista son adecuados para su uso como D3 y por qué?

Nivel Avanzado

80 V, 5 A, Schottky (por ejemplo, SB580) 600 V, 3 A, ultrarrápida (por ejemplo, UF5406) 50 V, 3 A, rectificador (por ejemplo, 1N5400) 100 V, 8 A, ultrarrápida (por ejemplo, BYV29-100) 45 V, 7,5 A, Schottky (por ejemplo, MBR745) 1000 V, 2,5 A, rápido (por ejemplo, FR257)

A continuación se muestra una serie de oscilogramas muestran la tensión de drenaje (V _DS ) y la corriente (I _D ) de U1, medida con los diodos diferentes que figuran en la pregunta 1 *. Puede coincidir con las formas de onda resultante para el diodo (s) que las generó?

    

Onda 1                                                    Onda 2

     

Onda 3                                                  Onda 4

Condiciones de prueba: 1,5 A de carga a 115 V AC; superior traza V _DS = 100 V / div; traza inferior que _D = 0,4 A / div, 2 ms / div

¿Por qué?

Como se mencionó en la pregunta 1, ya que el tiempo de recuperación inversa del diodo aumenta también lo hace la magnitud de la corriente inversa. Esta corriente se transforma de acuerdo con la relación de vueltas del transformador y los resultados en un aumento de drenaje de gran corriente cuando el TOPSwitch enciende. En consecuencia, el más lento de diodos, el 1N5400 produce el mayor pico - lo suficientemente grande como para provocar la interna TOPSwitchlímite de corriente en el final del tiempo de 220 ​​ns borde de cierre.

Esta forma de onda muestra también el efecto de la corriente del diodo en el tiempo de recuperación inversa. El próximo ciclo de conmutación se presenta normalmente con casi ninguna corriente pico, ya que no hay flujo de corriente en el diodo cuando se polariza inversamente. Como no hay energía almacenada en el transformador debido a la terminación temprana del ciclo de cambio de toda la energía en el transformador se transfiere a la carga y la corriente del diodo se reduce a cero.

Siguiente es la secuencia es el FR257, y el UF5406 tanto que han corrientes inversas inaceptablemente alto. Con una relación de transformación de la FR257 58:6 permite una corriente inversa de 15,4 A (1,6 x 58 / 6) para el flujo inverso durante la recuperación. Esto explica por qué éste y todos los diodos lenta habría sido destruida la prueba había sido más que unos segundos.

La recuperación de 25 ns inversa del diodo BYV29-100 produce resultados idénticos a los Schottky - el pico visto ahora se debe únicamente a la capacidad parásita, en gran medida la capacidad de la bobina primaria.

 

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Fuentes de poder. Ejemplo de como se seleccionan los diodos de salida y de abrazadera. TOPSwitch ® GX-IC

El esquema de abajo muestra una fuente de alimentación Flyback construido con una TOPSwitch ® GX-IC de conversión de energía. Las siguientes preguntas se refieren a la selección de los diodos de salida (D3) y el diodo de la abrazadera (D1).

Nivel Inicial

Entrada: 90 a 375 VDC
de salida: 12 V, 2,5 A

Que diodo o diodos de la siguiente lista son adecuados para su uso como D3 y por qué?

1. 80 V, 5 A, Schottky (por ejemplo, SB580)
2. 600 V, 3 A, ultrarrápida (por ejemplo, UF5406)
3. 50 V, 3 A, rectificador (por ejemplo, 1N5400)
4. 100 V, 8 A, ultrarrápida (por ejemplo, BYV29-100)
5. 45 V, 7,5 A, Schottky (por ejemplo, MBR745)
6. 1000 V, 2,5 A, rápido (por ejemplo, FR257)

¿Por qué?

En la selección de la salida del rectificador tres parámetros clave deben ser considerados, niveles de tensión, de intensidad y tiempo de recuperación inversa.

Teniendo en cuenta cada uno de estos a su vez, podemos ver que de los diodos es adecuado.

Tensión inversa máxima repetitiva (V _RRM )

Lo ideal sería que el diodo seleccionado debe tener un V _RRM Nota 1.25 · V _R , V, donde _R es la tensión inversa visto por el diodo. El 1.25 de calificación-el factor proporciona un margen para tener en cuenta la inductancia de fuga genera picos de tensión y transitorios de la línea de CA que aumentar la tensión a granel DC temporalmente además de la reducción de la tensión en el dispositivo mejora la fiabilidad.

Normalmente donde las personas se meten en problemas es determinar el valor de V _R . Usted sería perdonado por pensar que la tensión inversa visto por el diodo es el voltaje de salida, aquí 12 V así que cualquier cosa por encima de un diodo de 15 V estaría bien. Sin embargo, el ánodo de la D3 está conectado a un transformador Flyback. Esto significa que cuando el MOSFET se enciende dentro de U1, en ​​la línea de entrada máxima de 375 VDC (265 ° VAC x √ 2) es visto a través de la primaria. Esta tensión es transformada por el principal de relación de transformación secundaria y debido a la eliminación de las bobinas impulsa el ánodo del diodo de producción negativa. En este diseño el valor de V _R está dada por:

V _R = V _O + (V _MAX ) · (N _S / N _P )

= 12 + 375,6 / 58

= 50,7 V

La aplicación de la 1,25-V de esta calificación le da una calificación de diodo mínimo de 63 V. El más cercano calificación diodo estándar sería de 80 V o un diodo Schottky 100 V PN.

Por lo tanto todos los diodos tienen una calificación aceptable, excepto V RRM (c) y (e).

Valoración de corriente directa (I _AVE )

Los fabricantes de diodos suelen especificar el tipo de corriente como la media actual a través del diodo o de un poder Flyback suministro de la corriente de carga. En este diseño la corriente de salida se especifica es de 2,5 A por lo que un diodo con una corriente nominal superior a 2,5 es un derecho aceptable? Sí y no.

• Los fabricantes de diodos proporcionan reducción de potencia para las curvas, por ejemplo, a una temperatura de plomo de 100 ° C a 3 Un diodo PN es en realidad un 1.5 Un diodo!
• Diodo tipo. La elección entre el PN y Schottky y el voltaje real de los cambios de un diodo de tensión. Cuanto menor sea la caída de tensión hacia adelante, menor será la disipación es para una determinada corriente directa.
• Condiciones de sobrecarga de culpa. Todas las fuentes de alimentación tienen un cierto grado de capacidad de sobrecarga. Debido a las tolerancias una fuente típica será capaz de ofrecer mucho más que la potencia de salida especificada, sobre todo en la línea de alta. Por lo tanto, si una condición de sobrecarga puede existir entonces el diodo debe ser dimensionado para operar sin sobrecalentarse y fallar. Los productos de Power Integrations significativa ayuda aquí como los principales parámetros asociados con la entrega de potencia (frecuencia y límite de corriente) están muy bien especificados, lo que reduce la potencia de sobrecarga. Además de la línea de alimentación de tensión límite es fácil de añadir a reducir la potencia de sobrecarga. En este ejemplo, la adición de R2 redujo el límite de corriente principal, como el voltaje de línea aumenta y proporciona una característica de sobrecarga de potencia muy plana, con voltaje de línea como se muestra a continuación.

Como regla general seleccionar la clasificación de dicha corriente que _AVE = 3 x I _O , independientemente si el diodo es un PN o un tipo Schottky (aunque un diodo Schottky tendrá menor disipación de comprobar la temperatura máxima de funcionamiento - algunos son 25-50 ° C más baja que un diodo PN). Finalmente medir la temperatura del diodo bajo el poder de sobrecarga máxima, la más alta temperatura ambiente para comprobar que está dentro de los límites internos o los fabricantes de diseño.

En cuanto a los diodos en la lista para determinar si son aceptables o no:

Tiempo de recuperación inversa (t _rr )

Un diodo ideal instantáneamente bloquear el flujo de corriente inversa, cuando una polarización inversa se aplica. En la práctica, una Schottky se aproxima a cero el tiempo de recuperación sin embargo, para un diodo PN que se necesita un tiempo finito para la carga almacenada en el diodo a ser barrida antes de que se puede bloquear. La cantidad de carga es proporcional a la corriente que fluye a través del diodo.

Esto es significativo ya que incluso una operación del convertidor Flyback en el modo de conducción discontinua en realidad funcionará en modo de conducción continua en el arranque es decir, el diodo de salida tiene que revertir la recuperación con un significativo flujo de corriente. En este diseño el convertidor opera en modo de conducción continua alguna el diodo tiene que recuperar con la corriente directa en cada ciclo de conmutación.

Para evitar que las grandes corrientes inversas de fluir a través del diodo cuando el MOSFET de U1 se enciende, la aplicación de un voltaje inverso, el diodo debe tener un tiempo de recuperación inversa menos tiempo de conmutación.Esto significa un tiempo de recuperación de 50 ns o mejor.

Mayor duración que esto provoca grandes picos de lado la corriente primaria en el turno en el evento y la disipación de diodo de alta - por ejemplo, el 1N5400 se puso caliente como para derretir la celebración de soldadura en el PCB, mientras se realizan las medidas para la pregunta 2.

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Fuentes de poder. Diseño. Salida de bajo costo Desactivar con arranque suave mata actual de Spike

 

Con el fin de cumplir con las estrictas especificaciones de consumo de energía de reserva, algunas fuentes de salida múltiple de desconexión de las salidas, cuando una señal de espera está activo. Por lo general esto se logra mediante la desconexión pase en serie de transistores de unión bipolar (BJT) o MOSFETs. Por una menor producción actual, BJT son una alternativa viable a los MOSFET, con la ventaja de menor costo, siempre y cuando la caída de tensión adicional de que el transistor se explica en el diseño del transformador de la fuente de.

La figura 1 muestra una serie simple interruptor BJT pasar por una de 12 V, 100 mA, que tiene una capacidad significativa, CLOAD. El transistor Q1 es el elemento de pasar la serie, y Q2 se enciende y se apaga según el estado de la señal de espera.La resistencia R1 tiene el tamaño para que la corriente de base de Q1 es suficiente para garantizar su funcionamiento en la saturación en beta mínima y máxima de salida actual. PI recomienda que se añada un condensador extra, C _nuevo , para moderar la corriente transitoria en el encendido. Sin C _nuevo , Q1 se enciende con mucha rapidez en la carga capacitiva y por lo tanto lleva a cabo un gran pico de corriente. Esto requiere de Q1 a ser de gran tamaño para dar cabida a este aumento transitorio, añadiendo a su costo.

Al actuar como adicional "capacidad Miller" de Q1, C _nuevo elimina el pico de corriente. La capacidad adicional limita la dv / dt del colector de Q1. Un menor dv / dt da lugar a una corriente más baja de carga en Cload. La capacidad de C _nuevo fue elegida para que la salida deseada dv / dt de la Q1, multiplicado por el valor de C _nuevo , sería igual a la corriente en R1.

Figura 1 - Simple de arranque del circuito de salida de suministro desactiva durante la espera mientras se elimina el encendido pico de corriente, por lo que un pequeño transistor (Q1) se puede utilizar, lo que mantiene un bajo costo.

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Fuentes de poder Diseño. Flotante fuente de corriente constante Permite Ultra-Amplio rango de tensiones de entrada

Para muchos Integrated Products productos, el límite de hoja de datos de voltaje de drenaje mínimo para garantizar el inicio y la funcionalidad adecuada es de 50 V. Sin embargo, si la corriente se alimenta externamente en el pin de bypass, el chip puede ser alimentado con alimentación externa y se puede iniciar y operar en la entrada aún más bajos tensiones.

Figura 1. Flotante circuito fuente de corriente constante para alimentar los controladores

La puesta en marcha del circuito de la figura 1 es una variable fuente de corriente constante y proporciona una corriente constante de 600 mA en el pin de BP TinySwitch-III en todo el rango de voltaje de entrada completa.

R2 junto con VR1 determina el valor de corriente constante:

El circuito se deriva de la fuente básica del transistor actual sencillo en promoción, que utiliza un zener para fijar la tensión de referencia para la terminal de la base de Q2 (NPN), que a su vez en los programas de la tensión fija a través de la resistencia R2, con lo que establece el valor de corriente constante. Sin embargo, dada la gran variedad de la oferta de insumos, la tendencia actual para el diodo zener de referencia varía en un rango amplio. Esto hace que tanto la disipación de potencia mayor, así como el desplazamiento de la corriente constante programada.

Para superar esta dificultad, la corriente de polarización es proporcionada por otra fuente de corriente formada por Q1 (PNP) y R1. Una tensión constante igual a VBE se impone a través de R1, que corrige la tendencia actual en el zener de referencia en todo el rango de operación.

El transistor Q2 proporciona la corriente constante de tensiones de entrada inferior y Q1 tensiones de entrada superiores. La Figura 2 muestra los resultados de la simulación del flujo de corriente a través de Q1 y Q2. Hasta una tensión de entrada de alrededor de 50 VCC, la corriente constante es suministrada por Q2. De 50 VDC y por encima de la corriente a través de Q2 se reducirá, y la corriente a través de Q1 aumenta de forma lineal. En la tensión de entrada máxima de 375 VDC, la corriente constante es proporcionada principalmente por Q1.

R3 se utiliza para limitar la corriente de entrada de todo el circuito con la tensión máxima.

Figura 2. Las corrientes del transistor y el total de pines BP actual sobre la tensión de entrada

El actual aumento no lineal proviene del comportamiento no lineal de la VR1 diodo Zener. En alrededor de 60 VDC voltaje de entrada, la tensión Zener se alcanza.

Fuentes de poder. Diseño. El diseño de un convertidor hacia adelante con TOPSwitch ®GX-

 

Este circuito hace que sea más fácil diseñar un convertidor hacia adelante con TOPSwitch-GX, asegurando que se restablece el transformador de cada ciclo.

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Figura 1. Adelante convertir plan de restablecimiento de detección

Un circuito de detección se utiliza junto con el sesgo del convertidor hacia adelante del bobinado para detectar la onda de tensión durante el tiempo libre. Si bien esta tensión es alta, se aplica una señal a la clavija TOPSwitch-GX L, al desconectarla de la clavija de S, lo cual inhibe el MOSFET interno a iniciar otro ciclo de encendido. Cuando la señal de voltaje en la bobina sesgo comienza a colapsar, lo que indica que el transformador se ha restablecido, el pasador L ,se conecta a la clavija de S, y el cambio está habilitado.

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Fuentes de poder Diseño. Selección cuidadosa diodo rectificador simplifica y reduce el costo de la EMI Filtro Circuito

 

Este circuito simplifica y reduce el costo de los circuitos de filtro EMI en conversores AC / DC.

Cumplen con los estándares EMI con AC / DC de alimentación requiere de un número de componentes del filtro EMI, tales como condensadores X e Y. El circuito de entrada estándar de AC / DC de alimentación incluye un puente rectificador, que rectifica el voltaje de línea (normalmente 50-60 Hz). Dado que esta es de baja frecuencia de voltaje de entrada AC, los diodos convencionales, tales como la serie 1N400X de diodos, se utilizan ya que son los menos costosos.

Estos componentes del filtro se utilizan para reducir la EMI generada por la fuente de alimentación con el fin de cumplir con los límites publicados EMI. Sin embargo, los diodos estándar utilizado en el puente rectificador (ver Figura 1) han lentos los tiempos de recuperación inversa y no suelen ser directamente asociados con la generación de EMI desde que las mediciones para registrar EMI empezar a sólo a 150 kHz, mientras que la frecuencia de línea de CA está a sólo 50 o 60 Hz.

Sin embargo, el circuito de entrada del filtro en el pasado en alguna ocasión ha incluido condensadores en paralelo a los diodos puente rectificador para amortiguar cualquier forma de onda de alta frecuencia causada por la rectificación de la tensión de la frecuencia de línea baja.

El uso de diodos de recuperación rápida en el puente elimina la necesidad de estos condensadores. Estos diodos se recuperan muy rápidamente cuando el voltaje a través de ellos se invierte (ver Figura 2). Esto reduce la excitación de la inductancia de la línea perdida en la línea de entrada de CA mediante la reducción de la presión posterior desvío de alta frecuencia y por lo tanto, EMI. Sólo 2 de los 4 diodos deben ser el tipo de recuperación rápida, ya que dos diodos conducen en cada medio ciclo. Como tal, sólo uno de los dos diodos realizar durante cada ciclo medio es necesario tener una característica de recuperación rápida.

Figura 1. Etapa de entrada típica de una SMPS con puente rectificador en la entrada de CA

Figura 2. De entrada de voltaje y corriente de onda que muestra snap diodo al final de la recuperación inversa

Fuentes de Poder diseño. Una alta conmutación de tensión de entrada de fuente de alimentación con StackFET ™

 

Operación de equipos industriales de una fuente de corriente trifásica a menudo necesita una etapa de alimentación auxiliar que puede proporcionar un suministro regulado CC de bajo voltaje para los circuitos analógicos y digitales. Ejemplos de tales aplicaciones incluyen las unidades industriales, sistemas de UPS, y contadores de energía.

La especificación de una fuente de alimentación es mucho más exigente que el requerido por una norma fuera de la plataforma de conmutación. No sólo es el voltaje de entrada más alta en estas aplicaciones, sino también el equipo diseñado para aplicaciones en tres fases en un entorno industrial por lo general deben tolerar las fluctuaciones de voltaje, incluyendo muy amplia hunde extendida, la línea eléctrica y la pérdida ocasional de una o más fases. Además, la gama de voltaje de entrada se especifica de este tipo de fuente de alimentación auxiliar puede ser tan amplio como 57 V AC a 580 V AC.

El diseño de una fuente de alimentación de conmutación para una gama tan amplia es un desafío sobre todo por el alto costo de los MOSFETs de alta tensión y las limitaciones de los lazos de control PWM en términos de rango dinámico. La técnica StackFET permite el uso de una combinación de un bajo costo de bajo voltaje nominal de 600V MOSFET y un controlador de la fuente de alimentación integrada de las integraciones de energía con el fin de diseñar una fuente de alimentación conmutada simples y de bajo costo capaz de operar en un amplio rango de tensión de entrada.

Figura 1. La entrada trifásica 3W de potencia de conmutación de alimentación con StackFET

El circuito funciona de la siguiente manera. Entrada al circuito puede ser de un proyecto de tres fases de tres hilos o cuatro hilos o incluso un sistema de una sola fase. El rectificador trifásico consiste de diodos D1-D8. Resistencias R1-R4 proporcionar corriente de entrada limitantes. El uso de resistencias fusible permite que estas resistencias a abrir de forma segura durante una condición de falla y elimina la necesidad de fusibles separados. El pi-filtro que consiste en C5, C6, C7, C8 y L1-filtros de la tensión de CC rectificada.

Resistencias R13 y R15 equilibrar la tensión de los condensadores del filtro de entrada.

Cuando el MOSFET en el interior del conmutador integrado (U1) se pone en ON, el terminal fuente de Q1 está calado, y la corriente suministrada es la puerta por R6, R7 y R8, y la capacidad de la unión de VR1 VR3 para poner en ON Q1. Zener VR4 limita el voltaje de la fuente se aplica a la puerta Q1. Cuando el MOSFET dentro U1 se apaga, la fuga de voltaje máximo de U1 se fija por una red de 450 V de sujeción, que consta de VR1, VR2, VR3 y. Esta tensión de los límites de drenaje de la U1 cerca de 450 V. Cualquier tensión adicional en ese extremo de la cuerda conectada a Q1 quedarán impresionados a través de Q1.Esta disposición permite distribuir la suma total de la tensión rectificada y la tensión de entrada de CC a través de flyback Q1 y U1. Resistencia R9 límites sonar de alta frecuencia durante las transiciones de conmutación, y la sujeción de la red VR5, D9 y R10 limita la tensión de pico a través de la primaria debido a la inductancia de fuga durante el intervalo de tiempo de retorno.

Rectificación de salida es proporcionada por D1. C2 es el filtro de salida. L2 y C3 forman el filtro de la segunda etapa para reducir el rizado de conmutación en la salida.

VR6 lleva a cabo cuando la tensión de salida superior a la caída total del diodo optoacoplador y VR6. Un cambio en la tensión de salida provoca un cambio en la corriente por el diodo optoacoplador interior de U2, que a su vez cambia la corriente a través del transistor dentro U2B. Cuando esta corriente supera el umbral de pin FB actual de U1, el próximo ciclo se inhibe.Regulación de potencia se logra mediante el control del número de habilitados e inhibe los ciclos. Una vez que un ciclo de conmutación está activada, el ciclo se termina cuando las rampas actuales hasta el límite de corriente interna de la U1. R11 limita la corriente a través del acoplador óptico durante la carga de pasajeros y también establece la ganancia del bucle de retroalimentación. Resistencia R12 sesgos diodo Zener VR6.

Este circuito está protegido contra la pérdida de información, cortocircuito en la salida, y la sobrecarga debido a las características integradas de IC U1 (LNK 304). No hay un sesgo adicional de liquidación que se necesita en el transformador ya que U1 es alimentado directamente desde el pin de desagüe. C4 ofrece desvinculación de la oferta interna.

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Fuentes de Poder. Regulador en paralelo activo y pre-carga

 

En el mundo de la línea de voltaje de CA de bajo voltaje DC suministro de potencia, el tiempo de retorno es de lejos la topología más popular. Una de las razones principales de esto es la rentabilidad con la que múltiples voltajes de salida pueden ser proporcionados por simple adición de bobinas adicionales para el secundario del transformador.

Por lo general, la retroalimentación es tomada de la salida que requiere la tolerancia más ajustada de salida. Que la producción se define las vueltas por volt para todos los devanados secundarios. Debido al efecto de la inductancia de fuga, que no siempre es posible lograr la tensión necesaria la regulación de salida de cruz, sobre todo cuando un determinado producto puede ser cargada o descargada sólo ligeramente cuando las demás salidas están completamente cargados.

Reguladores de anunciar, publicar o precarga se puede utilizar para evitar que la tensión de una salida de aumento en esas condiciones. Sin embargo, el alto costo y la reducción de la eficiencia que los reguladores de correos y causar pre-carga los han hecho menos atractivas, especialmente con respecto a los requisitos reglamentarios para los últimos de baja sin carga y / o consumo en espera de entrada de energía en muchas aplicaciones de consumidores. El regulador en paralelo activo se muestra en la figura 1 se soluciona el problema de regulación, mientras que se minimiza el impacto sobre los costes y la eficiencia.

Figura 1. Regulador en paralelo activo de varios convertidores de salida flyback

El circuito funciona de la siguiente manera. Mientras que las salidas están a menos de divisor resistivo regulación, R14 y R13 sesgo transistor Q5 en el que mantiene Q4 y Q1 apagado. En este modo de funcionamiento, la corriente a través de Q5 actúa como un pequeño pre-carga para la salida de 5 V.

La diferencia nominal entre la salida de 5 V y la salida de 3,3 V a 1,7 V. Cuando la carga de las demandas adicionales de corriente de la salida de 3,3 V, sin el mismo aumento en la corriente de carga se extrae de la salida de 5 V, la tensión de salida se incrementará con el respeto a la de la salida de 3,3 V. Como la diferencia es superior a 100 mV, Q5 se convierte en parcial fuera, que se convierte en la Q1 Q4 y permite que la corriente y el flujo de la salida de 5 V a 3,3 V de salida. Esta corriente baja el voltaje de la salida de 5 V, lo que reduce la diferencia entre las dos salidas.

La cantidad de corriente que fluye en la Q1 se determina por la diferencia de las dos tensiones. Por lo tanto, este circuito ayuda a mantener las dos salidas en la regulación, independientemente de su carga, incluso en las condiciones más desfavorables de la salida de 3,3 V están a plena carga, mientras que la salida de 5 V se descarga. La disposición de los Q5 y ​​Q4 ofrece compensación de temperatura, debido a las variaciones de temperatura de cada transistor VBE cancelar la otra fuera. Diodos D8 y D9 no son necesarios, pero reducir la disipación en la Q1, lo que elimina la necesidad de que tenga un disipador de calor.

Ya que el circuito sólo reacciona a las diferencias relativas entre las dos tensiones, es en gran parte inactiva, tanto en carga completa y carga ligera. Debido a que la derivación se conecta desde la salida de 5 V a 3,3 V de salida, la disipación de activos del circuito se reduce en un 66% en comparación con un regulador en paralelo que se conecta a tierra. El resultado es que la eficiencia sigue siendo elevado a plena carga y la luz-a-no-carga el consumo de energía se mantiene baja.

Descargar el esquema completo y el informe de ingeniería.

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Fuente de Poder Mejorando el Diseño. Ferrita Magamp de suministro de energía Flyback

 

Para una fuente de alimentación de doble salida flyback en las dos salidas de entregar el poder sustancial (5 V a 2 A y 12 V, 3 A, ambos regulados a ± 5%), la de 12 V pasa a 0 de carga y no se puede regular en el límite del 5%. Una posible solución, un regulador lineal, no es deseable porque es caro y reduce la eficiencia. Una propuesta de solución es utilizar un magamp en la salida de 12 V, incluso teniendo en cuenta la topología flyback.

A magamp ferrita se propone con el fin de reducir los costos. El esquema de control para un magamp ferrita sin embargo, es diferente a la de una tradicional plaza de lazo material (material de alta permeabilidad). Con ferrita, el circuito de control (D1 y Q1) se hunde en curso con el fin de mostrar la salida. El circuito ha sido probado para trabajar en el banco. El transformador está herida de 5 V y 13 V salidas. Incluso se puede encontrar la potencia de entrada de menos de 1 W con 5 V a 300 mW y 0 de carga de 12 V, mientras que la regulación de la salida de 12 V a ± 5%.

Figura 1.

http://www.powerint.com/node/229