Nota de aplicación 5394 Digital Moduladores RF Proporcionar a la alta densidad, agilidad y costo-beneficio de una plataforma de acceso convergente Cable (CCAP)

Por:
Ajay Kuckreja, Miembro del Personal Técnico Principal, Definición del producto

01 de octubre 2012

Resumen: Un modulador RF digital, una solución integrada que satisface estrictos de desempeño DOCSIS RF-requisitos, se aprovecha de las tecnologías modernas como la de alto rendimiento de banda ancha digital a analógico conversión y escalado tecnología CMOS. Esta nota de aplicación describe el concepto y las ventajas de un dispositivo digital de amplitud en cuadratura de modulación (QAM) modulador que utiliza la arquitectura de RF directa para habilitar una plataforma de acceso por cable (CCAP) del sistema.

Una versión similar de este artículo apareció en la revista CED , 20 de agosto de 2012.

Introducción

La demanda de cables de banda ancha como servicios digitales de vídeo y de datos está aumentando las tasas de datos de corriente abajo en% 30% a 40 por año. Mientras tanto, los consumidores esperan gastar casi lo mismo para un creciente número de dispositivos conectados en el hogar. La actual generación de moduladores de aguas abajo que utiliza tecnología analógica ha demostrado ser costoso en el largo plazo. Y los proveedores de servicios les resulta demasiado costoso para satisfacer la creciente demanda de ancho de banda mediante el uso de actualizaciones incrementales para las plataformas de acceso existentes.

En definitiva, el problema de los usuarios y los proveedores es el mismo: el suministro de la demanda de ancho de banda.Transmisores analógicos ya no son la respuesta. En su lugar, una nueva generación de moduladores digitales de RF ofrece soluciones de alta densidad y de bajo costo para satisfacer las futuras necesidades de ancho de banda. Utilizando la arquitectura directa RF, RF moduladores digitales habilitar un cable de plataforma de acceso convergente (CCAP) para todo el espectro de modulación de amplitud en cuadratura (QAM) transmisiones. Estos moduladores digitales de RF también tiene la capacidad de 32x moduladores analógicos a una vigésima parte de la potencia disipada por transmitida canal QAM.

Esta nota de aplicación describe el concepto y las ventajas de un modulador digital QAM que utiliza la arquitectura de RF directa para permitir que un sistema de CCAP.

¿Por qué un transmisor de RF Direct-está reemplazando un transmisor analógico

El CCAP para televisión por cable (CATV) ( Figura 1 ) combina los servicios derivados de transmisión por equipos QAM borde de vídeo y terminaciones de cable de módem por sistemas (CMTS) para el acceso a Internet de alta velocidad. La transmisión con modulación QAM portadoras digitales de TV de difusión y servicios de difusión restringida, como vídeo bajo demanda (VoD), cambió de vídeo digital (SDV), e Internet de alta velocidad. Estos portadores de llenar el espectro de CATV aguas abajo en el ancho de banda de 50 MHz a 1000 MHz. Hasta 158 (6MHz de ancho) QAM portadores (canales) que ocupan todo el espectro de un único puerto RF en una cabecera CCAP. Hasta 8 a 12 puertos de RF están presentes en una tarjeta de línea única, y más de cinco linecards aguas abajo puede estar presente en un chasis CCAP 13RU único.

Figura 1. Espectro CATV incluye servicios de radiodifusión y de difusión restringida.

La capa de aguas abajo de CCAP física (PHY) requiere moduladores de RF de alta densidad. Estos moduladores QAM, a su vez, deben tener disipación de baja potencia, escalabilidad y agilidad QAM portador. En las cabeceras de la generación anterior, portadores QAM de múltiples transmisores analógicos superheterodinos se combinaron para rellenar completamente el espectro de CATV ( Figura 2 ). Sin embargo, dicha metodología potencialmente requeriría más de 300 W para un único puerto CCAP RF. Un transmisor de RF directa ( Figura 3 ), sin embargo, fácilmente realiza digital de conversión ascendente (DUC) y la modulación de portadoras QAM en el dominio digital, y puede ser implementado en unASIC o una matriz de puertas programable en campo ( FPGA ). Este tipo de arquitectura digital está activado sólo por unabanda ancha RF convertidor de digital a analógico (DAC RF) como todo el espectro de portadores QAM es transmitida por una cadena de RF único.

Figura 2. Un convertidor elevador analógica antigua generación combina múltiples transmisores analógicos.

Figura 3. Un transmisor de RF directa es una cadena única señal.

Hay una ventaja significativa del transmisor de RF directa en un sistema de CCAP: el procesamiento de la señal entera, ahora se implementa en el dominio digital, se pueden beneficiar de CMOS geometría proceso. Procesos CMOS permitir densidades más altas de canal en un espacio reducido y con bajo consumo de energía de disipación. Los beneficios de este enfoque son fácilmente visibles con un ejemplo.

El MAX5880 es un DUC 128-canal y modulador QAM que impulsa un DAC de RF ( Figura 4 ). Se acepta-corrección de errores hacia adelante-( FEC ) símbolos codificados de una FPGA, realiza modulación QAM, conformación, y el nuevo muestreo de cada canal QAM pulso. A continuación, combina, interpola y modula hasta 128 canales QAM para conducir un DAC RF. La frecuencia de muestreo para el DAC de RF debe ser más que 2GSPS para sintetizar toda la banda de CATV, sino que también debe satisfacer el DOCSIS estrictas ® RF-requisitos de rendimiento. Este diseño utiliza el 14-bit 4.6Gsps MAX5882 DAC RF.

Figura 4. El MAX5880 es un DUC 128-canal y modulador QAM que impulsa el MAX5882 DAC RF.

Los MAX5882 sobremuestras la banda de 1 GHz a una velocidad de actualización de más de 4Gsps. Tenga en cuenta que, según el Nyquist teorema, poco más de una frecuencia de muestreo de 2 GHz es necesaria para sintetizar la banda de 1GHz. Sin embargo, si un DAC 2.5Gsps se utiliza, los dominantes de distorsión armónica productos como el segundo armónico ( HD2 ) y tercera armónica (HD3) puede plegarse en el espectro de cable debido a 1GHz aliasing ( Figura 5A ).Estos productos de distorsión puede violar los requisitos de banda de RF de rendimiento de los transmisores DOCSIS ®.Sin embargo, si un DAC 4Gsps se utiliza ( Figura 5B ), la HD2 y HD3 nunca puede plegarse en la banda de CATV.

Figura 5. Síntesis de la banda de cable utilizando un DAC 2.5Gsps (5A) y un DAC 4Gsps (5B).

La salida de RF del modulador de QAM digital de RF chipset se muestra en la Figura 6 para 128 canales que están 6MHz de ancho en un lapso de 1GHz. El rendimiento de RF es totalmente compatible con DOCSIS requisitos de RF. El DUP y DAC disipar un total de alrededor de 6W para transmitir 128 canales QAM. Eso se traduce en un ahorro de aproximadamente 95% en la potencia disipada por canal QAM en comparación con los tradicionales analógicos moduladores de RF. Cada uno de los chips es de 17 mm x 17 mm en un paquete de 256-CSBGA bola, permitiendo así que la densidad de puertos RF requerido por linecards CCAP aguas abajo.

Figura 6. Cable RF espectro de 128 canales QAM utilizando el DUC (MAX5880) y DAC RF (MAX5882) chipset.

Resumen

El nuevo modulador digital de RF se aprovecha de las tecnologías modernas como la de alto rendimiento de banda ancha digital a analógico conversión y escalado tecnología CMOS. El modulador RF digital es una solución altamente integrada que también satisface estrictos requisitos de rendimiento DOCSIS RF. Las empresas de telecomunicaciones tienen ahora la oportunidad de suministrar los proveedores de servicio de cable con la tecnología para cumplir con los requerimientos de banda ancha del mañana, de manera rentable, hoy.

DOCSIS es una marca registrada y marca de servicio registrada de Cable Television Laboratories, Inc.

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Resumen: En este artículo se explica la evolución reciente de los monitores de frecuencia cardíaca y de la aptitud para la tecnología inalámbrica para eliminar los cables para permitir la libre circulación, y permiten la recolección de datos conveniente sin la necesidad de conectar sus dispositivos. Se detalla un sistema inalámbrico típico, utilizando el cristal MAX1472-referenciada de enganche de fase (PLL) VHF / UHF transmisor.Con los monitores de pista y registrar la actividad física con el objetivo de mejorar el estado físico de una persona. Esto se realiza mediante la detección o medición de una serie de parámetros tales como la frecuencia cardíaca, la temperatura , la distancia y el tiempo. Un dispositivo de reloj de pulsera recoge la información que se mostrará al usuario. Un ritmo cardiaco correa para el pecho a veces medidas pulso y temperatura, proporciona un acondicionamiento de la señal cardiaca antes de la conversión de datos, y transmite de forma inalámbrica los datos a la pantalla de reloj de pulsera. Un opcional de pie-pod relleno del zapato mide la cadencia de un corredor para determinar la distancia recorrida, y se transmite de forma inalámbrica los datos a la pantalla del reloj ( Figura 1 ). Algunos monitores de fitness utilizarGPS para medir la distancia recorrida, eliminando la necesidad de un sensor de pie.En todos estos sistemas, la tendencia es a la tecnología inalámbrica para eliminar los cables que puedan interferir con el movimiento, o sólo lo hacen muy incómodo al obligar a los usuarios a "plug-in" de sus monitores para recopilar los datos.

Figura 1. Zapatillas de deporte con una conexión inalámbrica con un reloj de pulsera digital puede capturar y registrar las actividades de un corredor y proporcionar información valiosa para el análisis de la formación.

Parámetros de diseño

El reloj de pulsera supervisa el entrenamiento en tiempo real y los registros de los resultados en un dispositivo de memoria incorporada o en la unidad de microcontrolador (MCU). ¡Sube estos datos a un PC mediante un USB cable o de forma inalámbrica a través de un adaptador conectado a un puerto USB del PC. Para tales sistemas, los transmisores de RF deben ser de baja potencia, ya que son alimentados por baterías pequeñas y también debido a las regulaciones de la FCC. La potencia de transmisión baja significa que el diseño de la antena es crítica para la buena datos fiable de transferencia , a pesar de que la distancia de transmisión es típicamente menos de dos metros. Desplazamiento de amplitud (ASK) de transmisión se recomienda para esta aplicación, ya que ofrece mejor sensibilidad que la manipulación por desplazamiento de frecuencia (FSK) y, por lo tanto, permite la transmisión de potencia inferior. Reducir al mínimo el tiempo de transmisión con un ciclo de trabajo bajo y apagar el transmisor entre cada transmisión puede ahorrar energía adicional.

Todos los elementos individuales del monitor de fitness, excepto para el dongle PC, son usados ​​por el usuario y se alimentan de la batería. Por lo tanto, el tamaño pequeño y de baja potencia son parámetros críticos de diseño. La correa para el pecho frecuencia cardíaca y pie-pod plantilla de zapato, son accionados generalmente por una primaria batería de tipo botón. La pantalla de reloj de pulsera puede ser alimentado ya sea por un principal de tipo botón o una batería recargable que se carga a través de un adaptador de CA o el cable USB. Un simple segmentado LCD con iluminación de fondo opcional se utiliza para la visualización de reloj de pulsera.

El conjunto del sistema, que se muestra en la Figura 2 , se combina la interfaz de RF, la administración de energía para maximizar la vida de la batería, y varias interfaces para los sensores y sistemas anfitriones. Para la parte de RF del sistema, una posible solución, como se muestra en la Figura 3 utiliza el MAX1472 , un cristal con referencia a ciclo de fase cerrada ( PLL ) VHF / UHF transmisor diseñado para transmitir OOK / ASK de datos en la gama de frecuencias de 300 MHz a 450 MHz . El dispositivo soporta velocidades de datos de hasta 100 kbps, y ofrece una potencia de salida ajustable de más de +10 dBm en una carga de 50Ω. La arquitectura de cristal a base de la MAX1472 elimina muchos de los problemas comunes con SAW transmisores, proporcionando una mayor profundidad de modulación, frecuencia de sedimentación más rápida, una mayor tolerancia de la frecuencia de transmisión, y la dependencia de la temperatura reducida.

Figura 2. Un sistema de recogida de datos típico para el monitor de ritmo cardiaco consta de varios subsistemas. El reloj de pulsera de visualización / unidad de almacenamiento de datos (parte superior izquierda), el adaptador inalámbrico para conectar al ordenador principal (parte superior derecha), la banda pectoral del ritmo cardiaco (parte inferior izquierda) y la plantilla de zapato (abajo a la derecha). Cada uno de estos subsistemas requiere un módulo inalámbrico de baja potencia.

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Determinar el requisito de medio IF espurias para un receptor de LTE y elegir el adecuado Mixer RF

Nota de aplicación 5315

 

18 de septiembre 2012

Resumen: alto rendimiento de la estación base-(BTS), los receptores deben cumplir los requerimientos medio-IF espurias, que se pueden conseguir mediante el uso de la mezcladora RF apropiada. Para ayudar a los ingenieros, esta nota de aplicación muestra la relación entre IP2 una mesa de mezclas y de segundo orden desempeño respuesta a la exigencia media-SI espuria. Se dan ejemplos de dos mezcladores que proporcionan un rendimiento superior, IP2, lo que es ideal para las necesidades de diseño inalámbricos..

Introducción

Esta nota de aplicación explica cómo el diseño de alto rendimiento de estación base (BTS) receptores que cumplan con los requisitos medio-SI espurios. Para ello, el ingeniero debe comprender la relación entre IP2 una mesa de mezclas y de segundo orden desempeño respuesta y luego elegir el mezclador de RF adecuado para cumplir los requisitos en cascada. Mezclador de hojas de datos proporcionará información de segundo orden en términos de respuesta sea el punto de intercepción de segundo orden (IP2) la prestación o el 2 x 2 rendimiento espurio rechazo. Al mostrar la relación entre estos dos parámetros, esta nota de aplicación se ilustran su aplicabilidad a un diseño de receptor y la determinación de la media global, si el rendimiento espuria. Un ejemplo demuestra la IP2 y 2 x 2 para la relación MAX19997A , un mezclador activo utilizado en un E-UTRA LTE ¹ diseño del receptor.

Armónicos Mixer

En receptor superheterodino circuitos de los mezcladores traducir un radio de alta frecuencia (RF) a un nivel de frecuencia intermedia (IF). Conocido como conversión descendente, el proceso utiliza la diferencia de frecuencia entre la entrada de RF del mezclador y un oscilador local (LO) de entrada para el lado de baja inyección (frecuencia LO <frecuencia de RF), o la diferencia de frecuencia entre la LO del mezclador y RF para el lado de alta inyección . Este proceso de conversión en sentido descendente puede ser descrita por la siguiente ecuación:

f _IF = f _RF - f _LO = - f _RF + f _LO

Donde f _SI es la SI en el puerto de salida del mezclador; f _RF es cualquier señal de RF aplicada al puerto de la mezcladora RF, y f _LO es la señal LO aplicada al puerto LO del mezclador.

Idealmente, la amplitud de la señal de salida del mezclador y de fase son proporcionales a la amplitud de su señal de entrada y la fase, sino que es independiente de las características de la señal LO. Utilizando este supuesto, la respuesta de amplitud del mezclador es lineal con respecto a la señal de entrada RF. También es independiente de la amplitud de la señal LO.

No linealidades del mezclador, sin embargo, producir productos de mezcla no deseados llamados respuestas falsas. Las respuestas espurias son causadas por las señales no deseadas que alcanzan el puerto de la mezcladora RF y producir una respuesta a la frecuencia IF. Las señales que llegan al puerto de entrada de RF no es necesario que caen en la banda de RF deseado a ser problemático. Muchas de estas señales son lo suficientemente alta en nivel de potencia que preceden a los filtros de RF del mezclador no proporcionan atenuación suficiente para evitar que cause adicionales respuestas falsas.Cuando estas señales de interferir con la deseada frecuencia IF, el mecanismo de mezcla se describe por:

f _IF = mf _RF - nf _LO = - mf _RF + nf _LO

Tenga en cuenta que m y n son enteros de armónicos tanto la RF y frecuencias de LO que se mezclan para crear numerosas combinaciones de productos espurios. Normalmente, la amplitud de estos componentes espurios disminuye a medida que m aumenta o n.

Conocer la RF de entrada deseada gama de frecuencias, planificación de frecuencias se utiliza para seleccionar cuidadosamente el SI y frecuencia resultante LO. La planificación de frecuencias precisa es importante debido a que minimiza la mezcla de productos que caen en la banda deseada, que, a su vez, degradar el rendimiento del receptor. Para más amplios de ancho de banda de sistemas, evitando mezclar productos falsos se convierte en mucho más difícil en la planificación de frecuencias. Los filtros se utilizan para rechazar fuera de banda (OOB) señales de RF que pueden causar no deseado en banda IF respuestas. Si la selectividad de filtro después de la mezcladora se especifica para pasar sólo las frecuencias deseadas, atenuando las señales de respuesta espurias por delante del detector de final que sigue a la mezcladora. Respuestas falsas que aparecen dentro de la banda de FI no será atenuada por el filtro IF.

Muchos tipos de equilibrado mezcladores rechazar ciertas respuestas espurias donde m o n es par. Ideal doble balanceo mezcladores rechazar todas las respuestas que m o n (o ambos) es par. El IF, RF, y los puertos LO están mutuamente aislados en todos los mezcladores de doble balanceo para minimizar las fugas LO a la RF y IF puertos y proporcionar de RF a IF inherente aislamiento. Haga doble equilibrados resultados de diseño del mezclador en funcionamiento linealidad óptima y reduce los requisitos asociados filtro de atenuación en cada uno de los puertos.

La mitad-si la ubicación de frecuencia espurias

Hay una particularmente problemático de segundo orden respuestas espurias llamado el medio-IF (1/2 IF) respuestas espurias, definida por los índices de mezcla de (m = 2, n = -2) para la inyección de lado bajo y LO (m = -2, n = 2) para el lado de alta inyección LO ( Figura 1 ). Por el lado de alta inyección, la frecuencia de entrada que crea el medio-IF respuestas espurias se encuentra por encima de la frecuencia de RF deseada por una cantidad f _IF / 2 de la frecuencia RF de entrada deseada.

Consideremos un ejemplo en el que se centra la frecuencia de RF deseada a 2510MHz (E-UTRA número de canal de enlace ascendente 39 790). Cuando esta frecuencia de RF se combina con la frecuencia del OL de 2860MHz, la frecuencia de IF resultante es 350MHz. En este caso, una señal no deseada o el bloqueo a 2685MHz causa una media-IF producto espurio a 350MHz. Por el lado de baja inyección, la frecuencia de entrada que crea el medio-IF respuestas espurias se encuentra por encima de la frecuencia deseada LO por una cantidad f _IF / 2.

Figura 1. Un ejemplo de E-UTRA del lado de alta inyección LO muestra las ubicaciones de frecuencia para f deseado _RF , f_LO , y f _IF , y f no deseada _{MEDIA SI} .

Hipótesis:

• f _RF frecuencia central = 2510MHz
• f _LO = 2860MHz
• f _IF = f _LO - f _RF = 2860MHz - 2510MHz = 350MHz

Calcular la frecuencia de bloqueo que provoca respuestas espurias no deseadas:

f _{MEDIA SI} = f _RF + f _IF / 2 = 2685MHz

Comprobar los cálculos para verificar la frecuencia media-SI bloqueador o falso:

2 × f _LO - 2 × f _{MEDIA SI} = 2 x (f _RF + f _IF ) - 2 x (f _RF + f _IF / 2) = 2fRF + 2f _IF - 2fRF - f _IF = f _IF

Esto se traduce en la no deseada SI señal espuria generada a partir de la frecuencia media-IF espuria:

2 x 2860MHz - 2685MHz = 2 × 350 MHz

Receptor IP2

Si no se especifica directamente en la hoja de datos de un dispositivo, la cantidad de rechazo, llamado 2 x 2 respuestas espurias, se puede predecir de rendimiento IP2 de la mezcladora. Dos se hacen suposiciones: sólo la RF fundamental y las frecuencias de LO se aplica a los puertos del mezclador, y la distorsión armónica se crea en el mezclador solo.

Rechazan imagen-filtros utilizados en la trayectoria de RF inmediatamente por delante del mezclador de RF no deseadas atenuar cualquier amplificador armónicos. El filtro de ruido en el camino LO atenúa armónicos causados ​​por la inyección LOfuente . Señales de alto nivel de entrada de crear la distorsión o de intermodulación y los productos se pueden cuantificar mediante el cálculo del IP, ya sea en la entrada o salida ² del dispositivo o sistema. La IP de entrada representa una amplitud de entrada hipotética en la que los componentes de señal deseados y los componentes no deseados son iguales en amplitud. Para el caso donde la potencia LO del mezclador se mantiene constante, el orden de la IP o el producto de distorsión se determina sólo por el multiplicador de RF y no por el multiplicador LO. Esto es cierto porque las variaciones en la señal de RF son la única preocupación. La orden se refiere a la rapidez con las amplitudes de los productos de distorsión aumenta con un aumento en el nivel de entrada. Por ejemplo, debido a la relación de ley cuadrática, el segundo orden de intermodulación (IM) productos aumentará en amplitud en 2 dB cuando la señal de entrada se eleva en 1 dB.

Si la mitad-Niveles de potencia espurias

La discusión siguiente se utiliza el MAX19997A ³ mezclador de conversión en sentido descendente como en el ejemplo.Los valores se encuentran en las tablas de la hoja de datos de CA Características eléctricas:

• RF nivel de potencia espuria (a 2685MHz) =-5dBm
• Nivel bajo (a 2860MHz) set = 0dBm
• Típico 2LO - rechazo espurio 2RF se especifica 64dB por debajo del nivel de la portadora de RF en unidades de dBc, el valor 64dBc se refirió a la relación de intermodulación de segundo orden (IMR2).
• Calcule P _SPUR =-5dBm + (-64dBc) =-69dBm debido al mezclador rendimiento.

Esta excelente rendimiento 2 x 2 para los resultados MAX19997A en el ejercicio siguiente IP2 equivalente a su entrada (IIP2):

IIP2
= 2 x + P IMR2 _SPUR + P = IMR2 _RF

= 2 × 64dBc + (-69dBm) = 64dBc + (-5dBm)

= 59 dBm

Del mismo modo, la MAX19985A ⁴ 900MHz mezclador activo proporciona típico 2RF - 2LO respuesta espuria igual a 71dBc en condiciones similares:

IIP2
= 2 x + P IMR2 _SPUR + P = IMR2 _RF

= 2 × 71dBc + (-76dBm) = 71dBc + (-5dBm)

= 66 dBm

E-UTRA LTE Ejemplo numérico

Suponiendo que un E-UTRA LTE sistema celular lugar junto con una BTS de la misma clase, la onda resultante OOB continua (CW) se especifica como bloqueador de nivel +16 dBm (que se describe en el 3GPP TS 36,104 V10.2.0 estándares y se ilustra en la Figura 2 ). Para el receptor de LTE, el valor IIP2 equivalente requerido en el terminal de la antena es 131 dBm debido a la señal media-IF espuria. Los pasos siguientes se utilizan para este cálculo:

• Deseado nivel de señal = nivel de potencia de sensibilidad (P _SENSIBILIDAD ) + 6 dB =-95.5dBm
• Para portador LTE 5MHz, utilizar SNR =-1.1dB que corresponde al nivel más alto de ruido combinado y el producto espurio,-96.6dBm.
• Determinar el nivel máximo permitido de producto espurio =-98.9dBm restando el ruido térmico + figura de ruido en el ancho de banda deseado (en este ejemplo, restar KTBF =-100.4dBm).
• Cálculo de segundo orden proporción intermodulación, IMR2 = 115 dB.
• Por último, calcular IIP2 = 131 dBm como se muestra en la Figura 2.

Figura 2. OOB +16 dBm bloqueador CW requiere un rendimiento IIP2 mínimo de 131 dBm para LTE de área amplia receptor BTS; espaciamiento 5MHz usando QPSK, R = modulación de 1/3.

Consulte la Figura 3 para un diagrama de bloques simplificado receptor front-end que representa ganancia de la etapa, IP de segundo orden, y la mitad-SI selectividad para cada etapa a través de la primera mesa de mezclas.

Figura 3. Diagrama simplificado de bloques para IIP2 ejemplo ilustra LTE IIP2 la MAX19997A de rendimiento y la selectividad del filtro correspondiente.

El rendimiento global en cascada IIP2 es determinada por una combinación de ganancia de la etapa, la selectividad del filtro a la frecuencia media-IF, y el rendimiento mezclador IIP2 (o 2 x 2). Debido a que el mezclador domina el desempeño IIP2 en cascada de toda la línea, IIP2 valores para las etapas restantes se descuidan en los siguientes cálculos. IIP2 es degradado (dB por dB) por el valor de la ganancia de potencia anterior a la mezcladora en la alineación. En la práctica, la selectividad de RF en el medio-frecuencia IF se añade delante de la mezcladora para proporcionar rechazo espurio adicional. El IP equivalente calculado a la antena mejora por dos veces la cantidad de la selectividad media-IF a la frecuencia deseada de bloqueo en dB. Esta mejora se produce porque la amplitud de la componente de distorsión del segundo armónico aumenta a una tasa dos veces mayor que la de la deseada en la señal de canal. Usando el calculado 59 dBm IIP2 valor para el MAX19997A en un ejemplo E-UTRA LTE 3GPP diseño del receptor, la cascada IIP2 calculado a la antena es:

IIP2 _Cascade = IIP2 _Mixer - Ganancia + 2 × Selectividad = 131 dBm
IIP2 _Cascade = 59 dBm - (-2 + 13 + 13 -2) dB + 2 × (30 +17) = 131 dB dBm

El magnífico 2LO - Rendimiento 2RF espurio de la MAX19997A es de gran valor en un diseño. Se puede aliviar los requisitos de selectividad de filtro para satisfacer el receptor media-IF respuestas espurias (como se muestra en este ejemplo) o puede proporcionar margen a las especificaciones cuando se utiliza la selectividad del filtro adicional.

Conclusión

Esta nota de aplicación ha demostrado cómo determinar el rendimiento medio-IF espurio el receptor requerido y convertir el mezclador de 2 x 2 valor de respuesta espuria (IMR2) a su valor IIP2 correspondiente, y viceversa. La comprensión de esta relación de segundo orden permite a un ingeniero de RF para determinar el nivel de rendimiento mezclador adecuado para la aplicación deseada. El mezclador MAX19997A 2,5 GHz y el mezclador MAX19985A 900MHz tanto proporcionar superior de 2 x 2 (IP2) que facilita los requisitos de rendimiento de filtro para el rendimiento medio-IF espuria del receptor. Esto hace que estos mezcladores ideales para alto rendimiento inalámbricos diseños.

Referencias

1. 3GPP TS 25,104 V10.4.0 (2011-12): 3rd Generation Partnership Project, grupo Especificaciones técnicas Radio Access Network, Base Station (BS) de transmisión y recepción de radio (FDD) (Release 10).
2. El punto de intercepción de salida no es más que el punto de intercepción de entrada además de la ganancia (en dB) del circuito o sistema de medición.
3. MAX19997A Dual SiGe de alta linealidad, 1800MHz a 2900MHz Mixer Downconversion con tampón LO hoja de datos .
4. MAX19985A Dual, SiGe, alta linealidad, 700MHz a 1000MHz Mixer Downconversion con LO Buffer / Switch Hoja de datos .

Bibliografía de referencia

Larson, Lawrence E. ed., RF y Microondas Diseño de Circuitos para Comunicaciones Inalámbricas , Artech House, Inc., 1997.

Loy, Matt ed., "Descripción y mejora de la sensibilidad de los receptores para aplicaciones inalámbricas," Texas Instruments ® Resumen técnico SWRA030, mayo de 1999.

Vizmuller, Peter, RF Sistemas de Guía de Diseño, Circuitos y Ecuaciones , Artech House, Inc., 1995.

Texas Instruments es una marca registrada y marca de servicio registrada de Texas Instruments Incorporated.

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