Por:
Martin Stoehr, Miembro Principal del Personal Técnico, Aplicaciones
01 de octubre 2012
Resumen: Con los productos industriales / científico / médica (ISM) de radio frecuencia de banda (RF), a menudo veces que los usuarios son nuevos en la estructura de los bajos Maxim Número de pines transmisores y receptores superheterodino totalmente integrados. En este tutorial se describen los pasos sencillos que se pueden tomar para obtener el mejor rendimiento de estos transmisores y receptores al tiempo que proporciona técnicas para medir la capacidad general del diseño.
Una versión similar, coreana de este artículo aparece en EP & C-News , 6 de septiembre de 2012.
Introducción
Cada día más industrial, científica y médica (ISM) de radio frecuencia de banda (RF) los productos lleguen al mercado. Con las ofertas disponibles para muchos, no es de extrañar que los usuarios no suelen estar familiarizados con la estructura de bajo recuento de pin-transmisores y receptores superheterodino totalmente integrados. Este tutorial presenta pasos sencillos que los diseñadores pueden seguir para lograr el mejor rendimiento de estos transmisores y receptores. Las técnicas para medir la capacidad general de estos diseños también se proporcionan.
Transmisor de optimización
Sólo hay dos pasos básicos utilizados para optimizar el funcionamiento de un simple transmisor ISM (mostrado en la Figura 1 ): asegúrese de que la frecuencia de referencia está sintonizada correctamente, y correcta de acuerdo con la red de salida del transmisor a la antena. Un oscilador de cristal es comúnmente usado como la referencia en el transmisor y circuitos de recepción, de modo que la técnica de optimización se aborda en la optimización del receptor sección a continuación.
Figura 1. Basic ISM circuito transmisor.
Adaptación del transmisor (Tx) Antena
Para la igualación inicial de una antena Tx, una medición de S11 ( Figura 2A ) se toma utilizando una extensión de cable coaxial hasta el punto de alimentación de la antena.El circuito de transformación de impedancia (Figura 1) se diseñó como un paso bajo π red que logra dos cosas: primero, que coincide con el amplificador de potencia (PA) Impedancia de salida (modelado como 200Ω + j0) para el complejo conjugado de la impedancia de la antena (medida a ser ~ 2.69Ω - j80.6 mano, Figura 2, Figura 4 ), y segundo, proporciona filtrado de paso bajo para suprimir los armónicos. En este ejemplo, el valor del inductor de sesgo para el PA se elige para sintonizar la 2.0pF a parásita 2.5pF capacitancia a tierra en la salida del PA. El condensador en serie, C8, sirve como un bloque DC.
La
B
Las Figuras 2A y B. Medido impedancia (A, arriba) y se calculó la red (B, parte inferior).
Uso de LLSmith, 1 una colección de componentes se puede aproximar muy rápidamente. La trama carta de Smith del encuentro teórico se muestra en la Figura 2B . Debido a que la antena está eléctricamente pequeño, tiene un alto Q (~ 30). Por lo tanto, generalmente es necesario ajustar los valores para los productos de componentes teóricos para compensar las variaciones en la impedancia de la antena de su entorno, la reactancia parásita, y las pérdidas de los componentes coincidentes y placa de circuito . La red de valores utilizados para el ajuste eran L1 = 62nH, C8 = 100pF, C9 = 15pF, L2 = 39nH, y C10 = abierto.
Después de establecer un punto de partida, los ajustes son guiados por la medición de la potencia transmitida y la corriente PA como una función de la frecuencia. La configuración de la medición se muestra en la Figura 3 . El cristal fijo se retira de la placa; una señal externa generador está conectado a través de un condensador de bloqueo para el pasador de cristal para permitir el ajuste de frecuencias de aproximadamente 11MHz a 15MHz (por RF transmitida desde 352MHz a 480MHz). El pico a picode tensión del generador se ajusta a aproximadamente 500 mV.
Figura 3. Circuito de ajuste permite el ajuste de frecuencia de 11MHz a 15MHz ~.
En cada frecuencia, la potencia transmitida y la corriente PA se midió y los resultados se trazan. Valores de los componentes en la red de adaptación se cambió (Figura 1) hasta un mínimo optimizado corriente y una potencia máxima se logra cerca de la frecuencia deseada (en este caso, 434MHz).
Figura 4. La optimización de la red de adaptación obtiene una corriente mínima y máxima de alimentación cerca de la frecuencia deseada.
Usando este método, el partido que dio el mínimo PA transmite la energía actual y máximo se compone de los valores de los componentes siguientes: L1 = 62nH; C8 = 100 pF; C9 = 7.5pF; L2 = 51nH, y C10 = abierto.
La trama de corriente frente a la frecuencia ( Figura 5 ) muestra cómo cada cambio en la red de adaptación se trasladó la corriente mínima a una frecuencia diferente. El gráfico para el mejor partido a 434MHz se muestra en amarillo. Observe que los valores de C9 y L2 han cambiado notablemente (de 15pF y 39nH) como resultado de las contribuciones de los componentes y tabla de parásitos.
La
B
Figura 5. Transmisor parcelas actuales muestran cómo los cambios en la red de adaptación cambió el mínimo actual.
El proceso de hacer coincidir para Tx, potencia PA, frecuencia de operación, y las impedancias de antena se puede encontrar en 1954 notas de aplicación, " Diseño de redes de adaptación de salida para el MAX1472 ASK Transmitter ", y 3401," Coincidencia de 300MHz a 450MHz Maxim Transmisores para antenas de bucle pequeños . "
Receptor Optimización
Los pasos básicos para optimizar las características operativas de un receptor superheterodino ISM comenzar con una evaluación sistemática de los bloques receptores. Hay comúnmente cuatro bloques donde el rendimiento se puede mejorar: el circuito oscilador de cristal, el circuito de adaptación de antena, el circuito tanque, y el circuito de banda base.
Selección del cristal adecuado
Uno de los problemas más comunes asociados con el cristal a base de receptores y transmisores se ajuste adecuado de circuito de oscilación de la radio. El oscilador en ISM radios está destinado a funcionar usando un cristal especificado con una capacidad de carga específica ( Figura 6 ). En algunos receptores ISM, el cristal se especifica típicamente para una capacidad de carga 3pF. Este valor bajo no es una especificación muy común para cristales. Típicamente, debido a consideraciones de coste o de suministro, los clientes intento de diseñar un sistema que utiliza un cristal con una capacidad de carga de prueba 6pF, 8 pF, 10 pF, o más. El uso de estos cristales de carga más grandes de capacitancia no es prohibitivo, pero sí presenta una compensación desde el circuito oscilador sólo proporcionará la capacidad de carga especificada a los pins de cristal. Por ejemplo, una carga 3pF causará un cristal 10pF especificado para operar a una frecuencia sensiblemente mayor de lo previsto. (Para obtener más información, consulte la nota de aplicación 1017, " Cómo elegir un oscilador de cristal de cuarzo para el receptor superheterodino MAX1470 . ") Para compensar este cambio en la frecuencia, el cliente puede presentar una carga mayor al cristal mediante la colocación de condensadores en el circuito . Nuestra experiencia nos recomienda dos condensadores en derivación a tierra en lugar de un paralelo arreglo para una mayor flexibilidad y otras ventajas de carga. La compensación con este "ajustado" de carga es que demasiada capacitancia conectada al circuito podría causar un problema con el inicio de oscilación.
Figura 6. Circuito cristal Basic.
Una medición de depuración se realizó para investigar la frecuencia de oscilación del cristal poblada en el diseño de referencia anteriormente. Para realizar esta prueba, un R & S ® ZVL3 analizador de espectro y un "sniffer" antena se utilizaron para investigar la frecuencia del cristal. Esta antena se mantienen en estrecha proximidad al cristal (o tocar uno de los cables, según sea necesario) para obtener una estimación de la frecuencia de funcionamiento. El sistema se llena con un cristal 13.2256MHz que tenía una especificada C L de 8 pF, pero el circuito oscilador sólo se proporciona sobre 3pF de carga. El pico de este sistema se midió a 13.23049MHz, que es alta en 370ppm. Esto se traduce en una frecuencia de operación de 434.085MHz (32 × 13.23049 + 10.7), que coloca la LO esperado y 165kHz de frecuencia portadora más altas de lo deseado. Esta operación fuera de frecuencia del oscilador de cristal resultó en un entrante ASK portadora y las bandas laterales asociadas siendo empujado hasta el borde e incluso más allá de la "rodilla" del filtro de IF. Esto provocó una atenuación innecesaria de la potencia de la señal.
A fin de probar el impacto de este error de frecuencia, la banda de paso del SI fue probado. Mediante el barrido de la señal portadora en la frecuencia y el control de la salida de filtro de IF con el analizador de espectro en modo de retención-max, un gráfico de la anchura de banda del filtro se recogió. Marker M1 se situó en 10,7 MHz (centro nominal del filtro IF) y el marcador delta, D2, se colocó en el pico de frecuencia donde la señal de RF se sintoniza 433.92. El generador de señal se establece en 434.085MHz cuando el archivo. Si Spike estaba en M1, lo que confirma el cambio en la frecuencia del oscilador local La trama se ilustra en la Figura 7 muestra que la mistuning degrada el portador por aproximadamente 7 dB. Información necesaria para la demodulación de banda lateral ASK es en realidad más atenuada, y distorsionados debido a la ubicación no lineal de la curva de filtro.
Figura 7. Ancho de banda del filtro, mantenga pulsada la tecla max barrido.
Las entradas siguientes se utilizaron para las estimaciones para una capacidad de carga especificada del cristal a 8 pF: un MAX7034 receptor ISM; C PAR = 1.8pF; C SHUNT = 0pF; C SER = 10000pF (un corto AC); f 0 = 13.2256MHz , C 0 = 2.8pF; C L = 8.24pF; R1 = 60Ω, y C1 = 11.1fF. Con estos valores, un cálculo tirando mostró una frecuencia de RF real de 434.0853MHz. (Para obtener más información, consulte la nota de aplicación 5422, " Cálculos de cristal para ISM-Productos RF "). Luego añadiendo valores experimentales de capacidad en paralelo, un par de condensadores de 10pF ajustará la frecuencia de oscilación de nuevo al valor objetivo y, en el supuesto de que el otro valores cristal son bien estimados, el margen de puesta en marcha será aceptable. La negativa resistencia cálculo fue-291.5Ω, comparado con el 4 × R1 de 240Ω. Esto dejó sobre-50Ω de margen adicional.
Como un primer intento-con el fin de mejorar la sensibilidad de la demostración LFRD014: tubo receptor Motor de diseño de referencia del módulo, dos tapas de 10pF derivación se añadieron a C21 y C22. La frecuencia de oscilador de cristal resultante se confirmó que se han trasladado y ahora estaba operando a la frecuencia corregida de 13.226MHz. Después de ajustar el generador de RF que se centra de nuevo a 433,92 MHz, la sensibilidad se midió a-107dBm. Esta mejora 12.4dB resultado de la sintonización apropiada de la frecuencia de referencia para el oscilador local.
Adaptación de la antena
El siguiente paso en el ajuste de un diseño de receptor es medir la impedancia de la antena. Una conexión con el punto de alimentación de la antena (si se utiliza un PCBtraza antena) es necesario. Antes de conectar un cable coaxial, el analizador de red necesita ser calibrado correctamente hasta el final de un cable coaxial flexible como una extensión de puerto. El analizador de red se debe establecer en un rango de frecuencia de interés apropiado; la potencia de salida de puerto 1 se debe establecer en un nivel razonable (-30dBm) para que no se sobrecargue el amplificador de bajo ruido ( LNA ). Por último, una medición S11 se pueden realizar y los resultados se muestran en un diagrama de Smith.
Puede haber dificultades para obtener mediciones repetibles basados en el factor de forma de la antena, el recinto, y el entorno de prueba (influencias del cuerpo humano, además del recinto en un automóvil, etc.) En este ejemplo, la antena se midió que era una impedancia de 205Ω - J39 ( Figura 8A ).
La
B
Figura 8A y B. Medida de impedancia (A, arriba) y los cálculos correspondientes (B, parte inferior) de la antena del receptor.
Para elegir adecuadamente los componentes de la red de adaptación, que también era necesario para medir la impedancia de la LNA. Para hacer esto, el analizador de red se utiliza para medir los parámetros S11 del diseño en el otro lado de la red de adaptación que mira en el circuito de LNA. Comúnmente, el amplificador utiliza un inductor degeneración conectado entre un LNA fuente pasador y el suelo ( Figura 9 ). Cuando el inductor degeneración está presente, la impedancia de entrada LNA se parece a una resistencia de 50Ω en paralelo con un condensador a 2.5pF 2pF. (Sin el inductor, la impedancia de entrada se ve como una resistencia de 500Ω a 700Ω en paralelo con un condensador 2pF a 2.5pF.) Estos modelos de impedancia se puede usar para diseñar redes de adaptación de impedancia para cualquier antena.
La Figura 9. Basic ISM entrada del receptor.
En este ejemplo, la medición dio como resultado una impedancia de 50 - j4Ω. Usando la tabla de libre Smith paquete de software LLsmith 1 e introduciendo los valores de los componentes de polarización de LNA de la red de 100pF (C6) y 56nH (L3) con cortocircuito C4 y C5 abierto, la impedancia de entrada LNA se volvió a calculó en unos 50 + j145Ω.
Para encontrar los componentes coincidentes finales de la red, el software puede proporcionar la mejor estimación de los valores para rellenar la placa del receptor ( Figura 8B ). Por consiguiente, con el "Asistente simple MatchMe" e introduciendo la impedancia inicial de 205 + J39 (el conjugado complejo de la impedancia de la antena), la impedancia de terminación de 50 - j145 (el conjugado complejo de la impedancia de LNA), y usando el paso bajo lumped , 1 sección, LLsmith estimaron los componentes de la red de contrapartida a ser (de LNA a la antena):
- Condensador en serie 9.4pF
- Condensador de derivación 3.2pF
- Inductor serie 32.3nH
- Condensador en serie 2.1pF
Ajuste del circuito tanque
El siguiente paso para optimizar el diseño del receptor es asegurar que el circuito tanque a la salida del LNA y entrada de la mezcla está bien sintonizado a la frecuencia de operación ( Figura 10 ). Esta fuera de chip inductor-condensador de par proporciona una sintonizado, de alta impedancia del circuito que convierte la salida del LNA corriente en una tensión que, a su vez, se alimenta al mezclador en el chip. Este circuito puede ser fácilmente desajustado por capacidades parásitas que se encuentran en la placa de circuito.
Figura 10. Receptor circuito tanque.
El mejor método para determinar si el circuito tanque está sintonizada correctamente es barrer la frecuencia de entrada y buscar el pico de la curva de resonancia medida. Los datos pueden ser recogidos manualmente con un generador de RF y un analizador de espectro, pero una de dos puertos analizador de red (NA) es la mejor herramienta para el trabajo. El estímulo proviene del analizador de red (puerto 1) conectado a la LNA a través de la alimentación de la antena. La medición se realiza mediante el uso de una antena de sniffer conectado a la entrada (puerto 2) del analizador de red. Esta antena sintonizada se puede mantener en estrecha proximidad a la bobina del circuito tanque (Figura 11 ) y que captará las emisiones radiadas a la frecuencia resonante del circuito y proporcionar una medición S21. El uso de una o-20dBm 30dBm de fijación de la fuente de alimentación se recomienda para evitar poner la entrada de LNA en la sobremarcha.
Figura 11. Oliendo el circuito tanque.
Los valores de los componentes propuestos para el circuito tanque eran un ejemplo 27nH inductor en paralelo con ningún condensador. Este enfoque permite simplemente que los parásitos de la PCB para actuar como el elemento capacitivo resonante. La frecuencia de resonancia de un circuito tanque se puede calcular a partir de la siguiente ecuación:
ω 0 ² = (2 π f 0 ) ² = 1/LC o f 0 = 1 / (2 π √ LC)
Las medidas iniciales de este ejemplo ( Figura 12 ) mostró un pico de resonancia en torno a 480MHz. A la frecuencia de destino de 434MHz el sistema mostró una pérdida de 10 dB de ese pico.
Figura 12. Tanque de frecuencia del circuito antes de la afinación.
Dado que L5 = 27nH, la capacitancia parásita real puede ser extraído usando la misma ecuación para calcular un valor sugerido para C7. Con el ejemplo de funcionamiento del interruptor en 480MHz, la capacitancia parásita, C P , sería de unos 4.07pF:
C P = 1 / ((27nH) (2 π 480MHz) ²)
Dada la frecuencia resonante objetivo de 434MHz, la capacidad ideal se convierte en 4.98pF. Por lo tanto, la necesidad de capacitancia añadida por el circuito tanque es de aproximadamente 0.91pF:
C7 = 1 / ((27nH) (2 π 434MHz) ²) - 4.07pF
Adición de un condensador 10PF a la ubicación C7 mejoró la sensibilidad de este ejemplo. Con el circuito tanque ajustada, la medición S21 indica el pico a ser muy cerca del objetivo de 434 MHz ( Figura 13 ).
Figura 13. Tuned circuito tanque.
Medición de la ganancia del receptor
La ganancia del sistema a partir de la entrada LNA a la salida del mezclador sirve como verificación provisional sobre el rendimiento del receptor. Este parámetro fue medido en el receptor ejemplo, proporcionando una señal portadora de entrada a 433,92 MHz con una amplitud de-50dBm. La salida se midió a continuación, desde la línea de MIXOUT (en el filtro de cerámica) utilizando una alta impedancia FET sonda conectada al analizador de espectros. En este caso la potencia de entrada o bien se puede observar a partir de la configuración de generador o medirse a la alimentación de la antena. Cuando la medición de la señales de entrada y de salida en el filtro, se recomienda que cualquier ruido digital procedente del circuito de banda base se eliminó. Esto se logra fácilmente mediante la conexión a tierra de la línea de DSN (efectivamente bajando el nivel de ruido por debajo de la máquina de cortar) durante la percepción de las parcelas analizador de espectro.
Para este ejemplo, la señal de entrada se mide a ser-49.9dBm en el punto de alimentación de la antena. La intensidad de la señal en la entrada del filtro se midió que era-35.5dBm con una sonda de 10 veces (que representa una caída de 20 dB en la potencia medida), que se traduce a una salida real de-15.5dBm. Estas cifras revelan que la ganancia del sistema a partir de la LNA a la salida del mezclador es de aproximadamente 34.4dB.
Optimización de la Baseband
La velocidad de datos objetivo del circuito de banda base (Figura 14) debe ser diseñado con la frecuencia de esquina a 1,5 veces la tasa más rápida de datos esperada desde el transmisor. Dado que este sistema tenía como objetivo 1Kbps ejemplo NRZ , la frecuencia de corte del filtro de datos sería 1.5kHz. 5 ( codificación Manchester es recomendable. Ver nota de aplicación 3435, " Manchester codificación de datos para las comunicaciones de radio "para obtener más información.)
Para determinar una Sallen-Key Butterworth filtro de datos, utilice:
C13 (CDFFB) = 1 / (141.4k π f C ) = 1 / (141.4k π 1.5k) = 1500.7pF
C12 (COPP) = 1.414 / (400k π f C ) = 1.414 / (400k π 7.2k) = 750.1pF
Figura 14. Receptor circuito de banda base.
Teniendo en cuenta los cálculos anteriores, un valor de condensador 1500PF fue seleccionado para C13 y un valor de condensador de 750pF fue seleccionado para el C12 en el circuito de ejemplo. La constante de tiempo del circuito RC proporciona un proceso de promediación que otros filtros de la salida de datos para formar el umbral de tensión de la máquina de cortar de datos comparador . Esta constante de tiempo se debe establecer en aproximadamente 10 veces el intervalo de bit de la velocidad de datos (1 kHz).El punto de partida R1 = 20kΩ, C17 = 0.47μF fue elegido, que es sólo alrededor de un intervalo de 1-bit. Más información sobre el receptor de banda base y la fragmentación de datos de circuitos se puede encontrar en la nota de aplicación 3671, " la fragmentación de datos Técnicas para UHF ASK Receptores "y tutorial 5426," Cálculos de banda base para ISM-RF Receptores ".
Referencias
RFdude.com Smith programa gráfico, RFdude.com LLC, Lance Lascari, © 2008-2010, v0.810, Jun 2007,http://tools.rfdude.com/RFdude_Smith_Chart_Program/RFdude_smith_chart_program.html . R & S es una marca registrada e inscrita marca de servicio de Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG.
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