Resumen: En esta nota de aplicación, los parámetros y los cálculos necesarios en la selección de los componentes externos para un rendimiento óptimo de la MAX16990/MAX16992 en configuraciones de elevación se crítica. A continuación, la selección de los componentes de compensación se discutió y un método general que puede ser extrapolable a compensar cualquier regulador elevador se ofrece. Se proporciona una calculadora para ayudar al usuario en la selección de los componentes externos, diseño de compensación, y la evaluación del desempeño de la fuente de alimentación. Un diseño de referencia, que muestra cómo los dispositivos se pueden utilizar en una aplicación automotriz preboost, se discute como es el diseño óptimo para este regulador elevador.
Introducción
Una alta tensión controlador de impulso , tal como el MAX16990 o la MAX16992 , el último de los cuales tiene la capacidad de frecuencia de conmutación 2.2 MHz, tiene muchas aplicaciones en el campo de la automoción. Dos usos son como regulador preboost para sostener sistema de tensión durante cold-/warm-crank o como una fuente de alimentación para los LED de alta luminosidad.
En esta nota de aplicación, comenzamos examinando la forma de realizar un alto voltaje del automóvil elevador DC-DCfuente de alimentación con el MAX16990/MAX16992 y cómo seleccionar los componentes externos para lograr un mejor rendimiento del sistema. A continuación, presentamos un diseño de referencia para su aplicación preboost.
Selección de los componentes externos
Parámetros para la elección de los componentes externos
Hay cuatro principales parámetros de entrada de diseño para la elección de los componentes externos para un rendimiento óptimo de la MAX16990 y la MAX16992.
- Frecuencia de conmutación (f SW )
- Tensión de salida (V HACIA FUERA )
- Rango de corriente de salida (I OUTMIN y OUTMAX )
- Rango de voltaje de entrada (V Inmin y V INMAX )
El MAX16990 y MAX16992 operan en diferentes rangos de frecuencia de conmutación, 100 kHz a 1 MHz para el primero y 1 MHz a 2.5 MHz para el segundo. Seleccione la versión de la frecuencia de conmutación es necesario.
Todo acerca de la etapa de salida (es decir, rango de voltaje y corriente) se conoce. Sin embargo, sólo conocemos el rango de tensión en la etapa de entrada. Sería útil para estimar el rango de corriente de entrada media. Podemos hacer esto con las dos ecuaciones siguientes:
(Ec. 1)
(Ec. 2)
Cuando el parámetro Ef es la eficiencia estimada del regulador elevador. Podemos extrapolar una estimación inicial de EFF de las características de funcionamiento típicos en la ficha de datos de MAX16990/MAX16992 y refinar la estimación con lacalculadora después dimensionar todos los elementos de potencia externos ( nMOS , inductor, resistencia de detección , y el rectificador de diodos ).
A continuación, tenemos que evaluar el rango del ciclo de trabajo (D MIN y D MAX ), donde opera el regulador. Esto puede ser determinado con las dos ecuaciones siguientes:
(Ec. 3)
(Ec. 4)
Donde V D es la tensión directa del diodo rectificador, R DS (ON) la fuga de código de resistencia de los nMOS cuando se enciende, y R SENSE la resistencia de detección. Debido a que no hemos elegido R SENSE , sin embargo, ignorar este término en las ecuaciones por ahora. Vamos a hacer una estimación más precisa del rango del ciclo de trabajo más tarde.
Asegúrese de que el rango del ciclo de trabajo estimada está dentro de la especificación del dispositivo seleccionado: 4% a 93% para el MAX16990 y 24% a 85% para el MAX16992.
Inductor
Para garantizar el modo continuo de conducción ( MCP operación) en toda la aplicación, elegir un inductor (L) mayor que la inductancia crítico (L C ) como se calcula con la ecuación 5:
(Ec. 5)
L C asume su valor máximo de D = 33% si se encuentra en el rango del ciclo de trabajo calculado, de lo contrario elegir el valor máximo de L C entre los calculados al derecho máximo y mínimo de los ciclos .
El otro aspecto a tener en cuenta al elegir el inductor adecuado es el factor LIR. Este parámetro se define como la relación de la corriente del inductor de pico a pico y la corriente de entrada media:
(Ec. 6)
La relación entre la inductancia (L) y el factor de LIR se muestra en la Ecuación 7:
(Ec. 7)
Para reducir las pérdidas, elegir un inductor que garantiza un factor de LIR entre 0,3 y 0,5. Con igual a L L C , el factor LIR 2. Además el aumento de L reduce el factor de LIR. El inductor seleccionado tiene que tener una corriente de saturación superior a su corriente máxima, que es:
(Ec. 8)
La Figura 1 ilustra la forma corriente del inductor durante el periodo de conmutación.
Figura 1. Actual del regulador elevador de inductor.
La corriente del inductor pico coincide con el pico NMOS actual y diodo rectificador de corriente. Teniendo en cuenta esto, elija la valoración actual de los dos componentes de potencia en consecuencia. Además, el NMOS máxima tensión de drenaje-fuente es igual a la tensión de salida (V SALIDA ) más la caída en el diodo rectificador (V D ), y la tensión máxima inversa a través del diodo rectificador es igual a la tensión de salida (V SALIDA ) .
Resistencia de detección
Ahora que la corriente del inductor pico ha sido calculado, es posible seleccionar la resistencia de detección (R SENTIDO ).El dispositivo desencadena el límite de corriente cuando el voltaje en el pin ISNS llega a 212mV (min). Una porción de este voltaje es debido a la caída en la resistencia de detección y otra parte a la caída en la resistencia de pendiente (R PENDIENTE), que se utiliza para la compensación de la pendiente. Para dejar 100mV de espacio para la compensación pendiente, se recomienda inicialmente para R SENSE para generar una caída de tensión de 112mV en el umbral límite de corriente. En la Ecuación 9, R SENTIDO se calcula con un umbral límite de corriente de 20% más alto que el pico de corriente del inductor.
(Ec. 9)
Condensador de salida
Selección de la salida correcta condensador (C SALIDA ) y su relacionada ESR es muy importante para reducir al mínimo rizado de la tensión de salida.
Supongamos que el rizado de la tensión de salida (V OUT_RIPPLE ) se distribuye por igual entre la caída de tensión, que es debido a que el condensador de descarga fuera de la hora, y la caída de tensión ESR.
(Ec. 10)
(Ec. 11)
Compensación
Después de ver estos componentes externos (el inductor, resistencia de detección, y el condensador de salida), debemos tener en cuenta los componentes de compensación externos necesarios para el regulador preboost. Ver la Figura 2 para una descripción general del bucle de regulación de impulso, que se compone de la etapa de potencia (A (f)) y la etapa de regeneración (B (f)).
Figura 2. Impulsar modelo de pequeña señal del regulador.
Con el fin de seleccionar los componentes de compensación externos apropiados (R COMP , C COMP , C COMP2 , y RPENDIENTE ), es necesario para describir la respuesta del bucle en el dominio de la frecuencia y evaluar su estabilidad. El bucle de regulación se puede dividir en dos etapas.
La primera etapa, A (f), es la etapa de potencia, que se compone de la circuitería de detección de corriente, el PWMcomparador , el NMOS externos, el inductor (L), el condensador de salida (C SALIDA ), y la resistencia de carga (R CARGA ).La respuesta de frecuencia de esta etapa se describe por la ecuación 12:
(Ec. 12)
La ganancia ACM DC es:
(Ec. 13)
El numerador de la Ecuación 12 se compone de la cero introducido por el condensador ESR de salida:
(Ec. 14)
Y el plano cero mitad derecha del regulador elevador en modo de corriente:
(Ec. 15)
Es útil recordar que esta cero actúa como un cero normal desde el lado del módulo, sino como un poste desde el lado de la fase, disminuyendo de ese modo la fase de la respuesta de frecuencia en bucle cerrado.
El A (f) denominador en la Ecuación 12 se compone del polo de salida:
(Ec. 16)
Y el doble polo en medio de la frecuencia de conmutación, el cual tiene que ser amortiguado con compensación de la pendiente.
La segunda etapa que caracteriza la respuesta de bucle cerrado, B (f), se calcula con la red de realimentación (AFB) y el error de amplificador (AEA):
(Ec. 17)
La ganancia de DC se calcula a partir de la AFB y las ganancias de AEA:
AFB = V REF / V HACIA FUERA
(Ec. 18)
AEA = g × R SALIDA
(Ec. 19)
Donde g es la ganancia de tensión a corriente de la transconductancia amplificador de error y R SALIDA su salida.
El amplificador de error cero y el polo principal se determinan por los componentes de compensación externa C COMP y RCOMP :
(Ec. 20)
(Ec. 21)
Un segundo polo amplificador de error se puede añadir, si es necesario, con un condensador entre el pasador de COMP y GND (C COMP2 ):
(Ec. 22)
La respuesta de bucle cerrado del regulador se consigue mediante la vinculación junto A (f) y B (f):
Loop (f) = A (f) × B (f)
(Ec. 23)
Una vez que nos familiarizamos con la respuesta de frecuencia de bucle, el primer paso para asegurar la estabilidad es seleccionar la compensación pendiente adecuada para evitar la oscilación a la mitad de la frecuencia de conmutación. Para hacer eso, el factor Q , que se muestra en la Ecuación 24, tiene que estar entre cero y uno:
(Ec. 24)
Donde S n es el positivo rampa de corriente del inductor durante el tiempo multiplicado por la resistencia de detección (rampa de tensión en R SENSE ):
(Ec. 25)
Y S e es la rampa de compensación pendiente multiplicada por R SENSE más R PENDIENTE :
S e = I COMP × f SW × (R PENDIENTE + R SENSE ), I COMP = 50μA
(Ec. 26)
R PENDIENTE debe tener un factor Q entre cero y uno en todas las condiciones de funcionamiento.
El peor de los casos para la compensación de pendiente es cuando el voltaje de entrada está en su mínimo y la corriente en su salida máxima.
La elección de un R PENDIENTE más alto que el valor que se muestra en la Ecuación 27 asegura un factor Q entre 0 y 1 en todas las condiciones de funcionamiento:
(Ec. 27)
Una vez R PENDIENTE ha sido seleccionado, es posible calcular el valor del límite de corriente mínimo real utilizando la Ecuación 28:
(Ec. 28)
Si el límite de corriente es demasiado alta, incrementar la I SENSE y R PENDIENTE consecuencia hasta que se alcance el valor deseado.
Asegúrese de que el límite de corriente mínimo es más alto que el pico de corriente del inductor.
Una vez que el doble polo en la mitad de la frecuencia de conmutación es objeto de dumping, es necesario elegir los componentes de compensación del amplificador de error para asegurar un buen margen de fase en el cruce de frecuencia.
El primer paso es elegir la frecuencia de corte deseada (f C, META ), que tiene que ser menor que f SW / 10 y f Z, RHP / 10.Inicialmente, se supone que el cero debido a la ESR condensador de salida (f Z, ESR ) es diez veces mayor que f C, META .Bajo este supuesto, la respuesta de frecuencia en bucle cerrado puede ser aproximada como una simple dos polos y un sistema de respuesta de frecuencia cero.
(Ec. 29)
DC GAIN = ACM × × AFB AEA
(Ec. 30)
Basado en la frecuencia de cruce de destino y el CC obtenido GAIN , dos casos pueden ser considerados.
La primera es cuando:
(Ec. 31)
En este caso (ver la figura 3 ), colocar el polo amplificador de error después de que el poste de carga:
(Ec. 32)
Y el amplificador de error cero exactamente en la frecuencia de cruce de destino:
(Ec. 33)
Esto asegura un retraso de 45 ° positivo en el margen de fase.
Figura 3. Diagrama de Bode de la amplitud de la respuesta de bucle cerrado, el caso 1.
La segunda es cuando:
(Ec. 34)
En este caso (ver la figura 4 ), colocar el polo amplificador de error antes de que el poste de carga:
(Ec. 35)
Y el amplificador de error cero exactamente en la frecuencia de cruce de destino:
(Ec. 36)
Esto asegura un retraso de 45 ° positivo en el margen de fase.
La Figura 4. Diagrama de Bode de la amplitud de la respuesta de bucle cerrado, el caso 2.
Use la calculadora para estimar la frecuencia de corte obtenida y margen de fase. Si ellos no son satisfactorios, incrementar la I COMP para aumentar la frecuencia de cruce y el margen de fase.
Si el cero de la ESR de salida no es insignificante y afecta el margen de fase y frecuencia de cruce, añadir un segundo polo amplificador de error (C COMP2 ) que corresponde a la ESR cero:
(Ec. 37)
Diseño de referencia
Después de analizar los componentes externos e indemnización requeridos, se considera un diseño de referencia para una aplicación preboost automotriz.
Los requisitos usuales para una aplicación automotriz preboost son:
f SW
2.2 MHz
V EN
3.5V a 6V
V SALIDA
8V
I SALIDA
1A a 2A
V OUT_RIPPLE
50mV
Estimación de una eficiencia (Ef) del 90%, el rango de corriente de entrada debe ser:
(Ec. 38)
(Ec. 39)
El segundo paso consiste en calcular el rango del ciclo de trabajo. Para ello, es útil para elegir la resistencia nMOS. Con el fin de determinar el requisito de calificaciones nMOS, es necesario calcular el pico transistor de corriente (correspondiente al inductor pico de corriente).
Supongamos un LIR máximo de 0,5, cuando la corriente de entrada está en su máximo:
(Ec. 40)
Con base en esta información, FDS5670 nMOS de Fairchild, que está pensado para una fuga fue elegido corriente nominal de 10,. La típica R DS (ON) de este transistor es 15mΩ con V GS = 5V (el voltaje de puerta-fuente del MAX16992).
Una vez que tengamos esta información, podemos calcular el rango del ciclo de trabajo ignorando R SENSE por ahora:
(Ec. 41)
(Ec. 42)
Supongamos que la tensión directa del diodo rectificador (diodos Incorporated B3x0-13-F) es igual a 0.5V. La gama de ciclo de trabajo es compatible con el MAX16992. Para garantizar el funcionamiento continuo de conducción:
(Ec. 43)
En el peor de los casos, D = 0,33% y SALIDA = 1A.
Con base en esta información, se seleccionó inductor 0.47μH de Würth Elektronik 744314047 (I R = 18A, I sáb = 20A). Con este inductor, cuando el voltaje de entrada está en su mínimo (y la corriente de entrada en su máxima):
(Ec. 44)
Resultando en un inductor (y nMOS) pico de corriente de:
(Ec. 45)
Este valor está de acuerdo con la valoración actual de drenaje NMOS.
Ahora bien, es posible calcular la resistencia de detección:
(Ec. 46)
Una resistencia 15mΩ fue elegido para R SENSE .
De acuerdo con las especificaciones de diseño de la ondulación de la tensión de salida, las restricciones en C SALIDA son:
(Ec. 47)
(Ec. 48)
Se eligió 47μF capacitor GRM32ER61C476K de Murata con una VSG de 3mΩ a los 2.2 MHz de frecuencia de conmutación.
El primer parámetro para seleccionar la compensación es R PENDIENTE :
(Ec. 49)
Se eligió un resistor 1.3kΩ estándar. El umbral mínimo de límite de corriente se convirtió en:
(Ec. 50)
El DC GAIN , frecuencia polo de carga y la frecuencia cero semiplano derecho del plano son:
DC GANANCIA = ACM × × AFB AEA = 91.6dB
(Ec. 51)
(Ec. 52)
(Ec. 53)
Que se calculan para el peor de los casos con la tensión de entrada en su mínimo y la corriente con su carga máxima.
Condensador de 47μF de Murata tiene una ESR menor que 20 mW para frecuencias por encima de 2 kHz.
Por lo tanto, la ESR cero, en el peor de los casos, es:
(Ec. 54)
En este caso, la frecuencia máxima de cruce tiene que ser menor que f Z, LD / 10 = 25.9kHz.
La elección de una frecuencia de cruce de destino de 25kHz, debemos seguir:
(Ec. 55)
En este caso, el C COMP objetivo se convierte en:
(Ec. 56)
Un condensador de 470pF estándar fue elegido y por consiguiente, la estimación de R COMP objetivo es:
(Ec. 57)
Se eligió una resistencia de 15kΩ estándar.
El último componente restante es C COMP2 :
(Ec. 58)
Se eligió un condensador de 68pF estándar.
Con los componentes de compensación externos elegidos, el amplificador de error cero y frecuencias de los polos son:
(Ec. 59)
(Ec. 60)
(Ec. 61)
Use la calculadora para determinar la frecuencia de cruce obtenido (f CROSS ) y margen de fase (PM).
En este caso, estos dos parámetros son:
f CROSS = 26.3kHz
(Ec. 62)
PM = 45 °
(Ec. 63)
El final de los diagramas de Bode del regulador de bucle cerrado se ilustran en la Figura 5 y la Figura 6 .
Figura 5. Ganancia de bucle.
La Figura 6. Fase Loop.
Designación
Descripción
N
Fairchild FDS5670 nMOS
D
Diodes Inc. B3x0-13-F
L
Würth Elektronik 744314047
C SALIDA
Murata GRM32ER61C476K
Figura 7. Esquema de diseño de referencia.
Recomendación Layout
Un buen diseño es muy importante maximizar EMI y sin fluctuaciones rendimiento del regulador elevador. Para ello, siga las siguientes recomendaciones generales:
- Coloque todos los componentes de potencia en el mismo lado del tablero.
- Mantener los caminos de CA lo más corto posible. Durante el medio tiempo, el camino de CA está compuesto por CEN , un inductor, nMOS, R SENSE y GND. Durante el tiempo de apagado, el camino de CA está compuesto por C EN , una bobina, un diodo, C SALIDA y GND.
- Mantenga el nodo de conmutación (LX) lo más compacto posible.
- No pase la ruta entre el pin DRV y la puerta de los nMOS con el ancho mínimo. Estos desplazamientos netos de la frecuencia de conmutación y tiene que llevar la corriente necesaria para conducir los nMOS. Si son necesarias vías, la vía de la red a una capa interna.
- Conectar el C SUP y C PVL condensadores directamente a la IC, tan cerca como sea posible sin el uso de vías.
- Utilice una conexión entre Kelvin R SENSE y R PENDIENTE , y entre R PENDIENTE y el pasador ISNS.
- Utilice una conexión Kelvin entre OUT y RTOP. Mantenga el nodo FB lo más cerca posible a la clavija de FB de la IC.
- Utilice dos GNDs separados como se indica en el esquema: PGND de componentes de potencia y AGND para los circuitos de señal y el EP de la MAX16992. Utilizar una conexión de un solo punto entre PGND y AGND, lo más cerca posible a la EP.
Un diseño de referencia se muestra en la Figura 8 a través de la figura 12 .
Figura 8. Disposición de diseño de referencia, la capa superior.
La Figura 9. Disposición de diseño de referencia, la capa interna 1.
La Figura 10. Disposición de diseño de referencia, la capa interior 2.
La Figura 11. Disposición de diseño de referencia, capa posterior.
Figura 12. Diseño de referencia, vista 3D.
Conclusión
En esta nota de aplicación, nos enteramos de la mejor manera de seleccionar los componentes externos e indemnizaciones para el funcionamiento óptimo del MAX16990/MAX16922. Vimos entonces cómo estos dispositivos pueden ser utilizados en aplicaciones de automoción como reguladores preboost y descubrimos el mejor diseño para maximizar y minimizar EMI fluctuación de fase .
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