Por:
Giridharan Shanmugavel
15 de octubre 2012
Resumen: Esta nota de aplicación describe cómo diseñar convertidores boost utilizando el MAX17597 pico de corriente en modo controlador. Convertidores de impulso puede ser operado en el modo de conducción discontinua (DCM) o modo de conducción continua (CCM). Este modo de funcionamiento puede afectar a las elecciones de componentes, nivel de estrés en los dispositivos de potencia, y el diseño del controlador. Las fórmulas para calcular valores de los componentes y clasificaciones también se presentan.
Convertidor Boost
Un típico convertidor de impulso esquemático de circuito, construido alrededor de la MAX17597 pico de corriente de modo de controlador , se muestra en la figura 1 . Entrada de los condensadores C1 y C2, la inductancia L IN , MOSFET N1,diodo D1 y condensador C8 de salida forman los componentes principales para la conversión de energía. C3 decide el arranque suave duración. C4 desacopla V DRV tensión de salida (ajustado a 4,9 V por el interior del MAX17597 regulador ).Programas R1 la compensación de pendiente, que es necesaria para proporcionar estabilidad interna en el pico de corriente esquema de control. R2 y R3 forman el divisor de potencial de retroalimentación de voltaje de salida. El R4 red, C5, C6 forma la red de compensación de bucle cerrado. La red de resistencias R5, R6, R7 conjuntos La entrada de habilitación y los niveles de umbral de sobretensión. R8 establece la frecuencia de conmutación. R CS detecta la corriente en el MOSFET, N1 y componentes de filtro R7 y C7 proporcionando servicios de vanguardia de filtrado de la señal detectada actual.
Figura 1. Circuito de aplicación típica.
DCM Boost
En un convertidor de impulso DCM, los rendimientos corriente del inductor a cero en cada ciclo de conmutación. La energía almacenada durante el tiempo de conexión de los principales interruptor N1, MOSFET, está totalmente agotada dentro del ciclo de conmutación.
Inductor Selección
El procedimiento de diseño comienza con el cálculo de inductor del convertidor de impulso de entrada (L IN de la figura 1), de tal manera que opera en DCM a toda la tensión de entrada de funcionamiento y las condiciones de carga actuales. La inductancia crítica requerida para mantener la operación DCM se calcula como:
L IN ≤ [((V OUT - V INMIN ) × V INMIN ²) × 0,4] / (I OUT × V OUT ² × F SW ) henry
(Ec. 1)
donde V INMIN es el voltaje de entrada mínimo, V OUT es el voltaje de salida deseado, yo OUT es la especificación de la corriente de carga, y F SW es la frecuencia de conmutación seleccionada. Práctico L INMIN elección se tendrán en cuenta las tolerancias y los efectos de saturación.
Límite de corriente pico
A los efectos de fijar el límite de corriente, la corriente de pico en el inductor se puede calcular como:
(Ec. 2)
El valor del límite de corriente, en MOSFET N1, se establece como:
I LIM = I PK × 1,2 en amperios
(Ec. 3)
El resistor de sentido de corriente (R CS en la Figura 1), conectado entre la fuente del MOSFET N1 y PGND, establece el límite de corriente de pico. El actual límite comparador tiene un nivel de disparo de voltaje (V CS-PICO ) de 300 mV. Utilizar la siguiente ecuación para calcular el valor de R CS :
R CS = (300mV / I LIM ) Ω
Selección de salida de condensador
La salida de la capacitancia (C8 de la Figura 1) se puede calcular como sigue:
C OUT = (I PASO × T RESPUESTA ) / ΔV OUT en faradios
(Ec. 4)
Donde T RESPUESTA = (0,33 / F C + 1 / F SW ) es el tiempo de respuesta del controlador.
I PASO es la fase de carga espera en la salida del convertidor de impulso, ΔV OUT es la desviación de salida de tensión permitida para la etapa de carga esperada, y F C es el objetivo de bucle cerrado cruzado frecuencia. F C se elige para ser 1/10 de la frecuencia de conmutación F SW . Para el convertidor de impulso, el condensador de salida suministra la corriente de carga cuando el interruptor principal está encendido, y por lo tanto, la ondulación de la tensión de salida es una función del ciclo de trabajo y la corriente de carga. Utilice la siguiente ecuación para calcular la salida en estado estable rizado de tensión:
ΔV COUT = (I OUT × L EN × I PK ) / (V INMIN × C OUT ) en voltios
(Ec. 5)
Selección de entrada de condensador
La entrada requerida condensador cerámico (C2 de la figura 1) se puede calcular sobre la base de la ondulación en el autobús de entrada de CC. El condensador de entrada debe ser de un tamaño sobre la base de la RMS valor de la corriente AC a cargo de ella. Los cálculos son:
C IN = [(3,75 × I OUT ) / (V INMIN × F SW × (1 - D MAX ))]
(Ec. 6)
El condensador de corriente RMS se calcula como:
Yo CINRMS = I PK / (2 × √ 3)
(Ec. 7)
Donde yo PK es la corriente del inductor pico.
En la práctica, un condensador electrolítico (C1 de la Figura 1) se proporciona para desacoplar cualquier inductancia fuente formada por los cables de entrada. El condensador electrolítico, C1, también puede ser utilizado como un elemento de almacenamiento de energía, que puede suministrar energía cuando falla la alimentación de entrada.
Valores de condensador cambiar con la temperatura y el voltaje aplicado. Consulte las hojas de datos de condensadores para seleccionar los condensadores que garanticen la necesaria C IN y C OUT valores en todo el rango de operación. Utilice el valor del peor caso desclasificación de la capacitancia, basado en el rango de temperatura y voltaje aplicado, para los cálculos posteriores.
Error Amplificador Compensación Diseño
La ganancia de DC de la etapa de potencia, GDC, se da como:
(Ec. 8)
Los valores de compensación de bucle para el amplificador de error se calcula como (para R4, C5, y C6 de la figura 1):
f P = ((2 × V OUT - V INMIN ) × I OUT ) / (2 π × (V OUT - V INMIN ) × V OUT × C OUT )
(Ec. 9)
(Ec. 10)
donde V INMIN es la tensión de servicio mínima de entrada, y OUT es la corriente de carga máxima, m S es la pendiente programado (con = pendiente mínimo predeterminado 50mV/μs elegidas para la operación DCM), y m P = V INMIN / L × RCS
C 5 = 1 / (2 π f × P × R 4 )
(Ec. 11)
C 6 = 1 / ( π × f SW × R 4 )
(Ec. 12)
Pendiente de Compensación
En teoría, un convertidor de impulso DCM no requiere compensación de pendiente para un funcionamiento estable. En la práctica, el convertidor necesita una cantidad mínima de pendiente para buena inmunidad al ruido con cargas muy ligeras.La pendiente mínima se establece para la MAX17597 al permitir que el pasador SLOPE para flotar. La rampa de pendiente mínima compensación se establece en 50mV/μs cuando el pasador SLOPE se deja flotar.
Selección de salida de diodo
La tensión nominal de salida del diodo (D1 de la figura 1) para un convertidor de impulso, idealmente, es igual a la tensión de salida. En la práctica, inductancias y capacitancias parásitas en la disposición de circuito y los componentes que interactúan para producir sobretensión durante la transición de apagado del diodo, que se produce cuando el interruptor principal Q1 se pone en ON. La calificación de tensión del diodo debe, por lo tanto, ser seleccionados con el margen necesario para acomodar los esfuerzos de tensión extra. Una tensión nominal de 1,3 × V OUT proporciona el margen de diseño necesario en la mayoría de los casos.
La clasificación de corriente del diodo de salida se elige para minimizar la pérdida de potencia en el componente. La pérdida de potencia media está dada por el producto de la caída de tensión directa del diodo y la corriente promedio.Minimizando la pérdida de potencia en el diodo en su nivel pico de corriente (I PK ) da la menor disipación en el componente. Elegir un diodo con una caída de tensión mínima a la I PK . Seleccione diodos de recuperación rápida con un tiempo de recuperación de menos de 50 ns o diodos Schottky, con capacidad de unión bajo.
MOSFET RMS cálculo actual
El esfuerzo de tensión en el MOSFET N1 idealmente igual a la suma de la tensión de salida y la caída del diodo de salida.En la práctica, el exceso de tensión y timbre ocurrir debido a la acción de los elementos parásitos del circuito durante el desvío de N1. La tensión nominal MOSFET debe seleccionarse con el margen necesario para adaptarse a este esfuerzo de tensión extra. Una tensión nominal de 1,3 × V OUT proporciona el margen de diseño necesario en la mayoría de los casos prácticos. La corriente en el MOSFET RMS es útil para estimar la pérdida de conducción, y se da como:
(Ec. 13)
donde PK es la corriente pico calculado en la tensión de funcionamiento más baja de entrada, V INMIN .
CCM Boost
En un convertidor de impulso CCM, la corriente del inductor no vuelve a cero durante un ciclo de conmutación. Desde el MAX17597 implementa un convertidor de refuerzo no sincrónico, la corriente del inductor entrará en funcionamiento DCM a corrientes de carga por debajo de un valor crítico, igual a la mitad de la ondulación de pico a pico en la corriente del inductor.
Inductor Selección
El procedimiento de diseño para el impulso CCM inicia con el cálculo de inductor del convertidor elevador de entrada de voltaje de entrada mínimo. La corriente de rizado inductor (LIR) puede ser elegido entre 30% y 60% de la corriente de entrada máxima.
L IN = (V INMIN × D MAX × (1 - D MAX )) / (LIR × I OUT × F SW )
(Ec. 14)
donde LIR es la relación inductor ondulación elegido (expresado en por unidad) y D MAX , el ciclo de trabajo se calcula como:
D MAX = (V OUT + V D - V INMIN ) / (V OUT + V D )
(Ec. 15)
V D es la caída de voltaje a través del diodo de salida del convertidor de impulso en la corriente de salida máxima.
Peak / RMS cálculo actual
A los efectos de fijar el límite de corriente, la corriente de pico en el inductor y el MOSFET se puede calcular como sigue:
(Ec. 16)
(Ec. 17)
El valor del límite de corriente, en MOSFET N1, se establece como:
I LIM = I PK × 1,2
(Ec. 18)
El resistor de sentido de corriente (R CS en la Figura 1), conectado entre la fuente del MOSFET N1 y PGND, establece el límite de corriente de pico. El comparador de límite de corriente tiene un nivel de disparo por voltaje (V CS-PICO ) de 300 mV. Utilizar la siguiente ecuación para calcular el valor de R CS :
R CS = (300mV / I LIM ) Ω
(Ec. 19)
Selección de salida de condensador
La capacitancia de salida se puede calcular como sigue:
C OUT = I PASO × T RESPUESTA / ΔV OUT
(Ec. 20)
T RESPUESTA 
(Ec. 21)
donde STEP es el paso de carga, T RESPUESTA es el tiempo de respuesta del controlador, ΔV OUT es la desviación de tensión de salida permitida, y F C es el objetivo de circuito cerrado frecuencia de cruce. F C se elige para ser 1/10 de la frecuencia de conmutación F SW . Para un convertidor de impulso, el condensador de salida suministra la corriente de carga cuando el interruptor principal está encendido, y por lo tanto, la ondulación de la tensión de salida es una función del ciclo de trabajo y la corriente de carga. Utilice la siguiente ecuación para calcular la salida del condensador en estado estacionario tensión de rizado:
ΔV COUT = (I OUT × D MAX ) / (C OUT × F SW )
(Ec. 22)
Selección de entrada de condensador
La entrada requerida condensador cerámico (C2 de la figura 1) se puede calcular sobre la base de la ondulación en el autobús de entrada de CC. El condensador de entrada debe ser de un tamaño basado en el valor RMS de la corriente AC a cargo de ella. Los cálculos son:
C IN = [(3,75 × I OUT ) / (V INMIN × F SW × (1 - D MAX ))]
(Ec. 23)
El condensador de entrada de corriente RMS se puede calcular como:
Yo CIN_RMS = (ΔI LIN ) / (2 × 3 √)
(Ec. 24)
donde
(Ec. 25)
(Ec. 26)
En la práctica, un condensador electrolítico (C1 de la Figura 1) se proporciona para desacoplar cualquier inductancia fuente formada por los cables de entrada. El condensador electrolítico, C1, también puede ser utilizado como un elemento de almacenamiento de energía, que puede suministrar energía cuando falla la alimentación de entrada.
Los valores del condensador cambia con la temperatura y la tensión aplicada. Consulte las hojas de datos de condensadores para seleccionar los condensadores que garanticen la necesaria C IN y C OUT valores en todo el rango de operación. Utilice el valor peor de los casos desclasificación de la capacitancia, basado en el rango de temperatura y voltaje aplicado, para los cálculos posteriores.
Amplificador de Error de Compensación Diseño
Los valores de compensación de bucle para el amplificador de error ahora se puede calcular como (para R4, C5, y C6 de la figura 1):
R 4 = (182 × V OUT ² × C OUT × (1 - D MIN ) × R CS ) / (I OUT L × IN )
(Ec. 27)
donde D MIN es el ciclo de trabajo en la tensión de funcionamiento de entrada más alto, dado por la expresión siguiente.
D MIN = (V OUT V + D - V InMax ) / (V OUT V + D )
(Ec. 28)
C 5 = (V OUT × C OUT ) / (2 × I OUT R × 4 )
(Ec. 29)
C 6 = 1 / ( π × F SW × R 4 )
(Ec. 30)
Pendiente de la rampa de Compensación
La pendiente necesaria para estabilizar el convertidor de impuestos en ciclos puede ser mayor que 50%, calculadas como sigue:
m S = ((0,82 × (V OUT - V INMIN ) × R CS ) / L IN ) V / ms
(Ec. 31)
donde L IN está en μH. Consulte la hoja de datos MAX17597 para establecer el valor R1 para la pendiente requerida m S .
Diodos Selección de salida
El procedimiento de diseño para selección de salida de diodo es idéntico al descrito en el Boost DCM sección.
MOSFET RMS cálculo actual
El esfuerzo de tensión en el MOSFET idealmente igual a la suma de la tensión de salida y la caída del diodo de salida. En la práctica, el exceso de tensión y de timbre ocurre debido a la acción de elementos de circuito parásitas durante la transición de apagado. La tensión nominal MOSFET deben ser seleccionados con el margen necesario para adaptarse a este esfuerzo de tensión extra. Una tensión nominal de 1,3 × V OUT proporciona el margen de diseño necesario en la mayoría de los casos. La corriente en el MOSFET RMS es útil para estimar la pérdida de conducción, y se da como:
Yo MOSFETRMS = (I OUT × √ D MAX ) / (1 - D MAX )
(Ec. 32)
donde D MAX es el ciclo de trabajo con la tensión de entrada más baja, y OUT es la corriente de carga máxima.
Comentarios potencial divisor (Método común para los diseños de DCM y CCM)
R2 y R3 de la figura 1 forma la tensión de salida red de realimentación. Elige R2 = 10k. Sobre la base de R2, R3 calcular como:
R 3 R = 2 × (V OUT / 1,21 a 1) kW
(Ec. 33)
Consulte la hoja de datos MAX17597 para programar la duración de arranque, EN / UVLO y divisor OVI potencial y la frecuencia de conmutación.
Circuito de funcionamiento típica
Figura 2. MAX17597 aplicación típica circuito MCP impulso diseño.
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