Resumen: amplificadores de transimpedancia (TIA) son ampliamente utilizados para convertir la corriente de salida de los sensores como señales de fotodiodo a tensión, ya que muchos circuitos e instrumentos sólo se puede aceptar la entrada de tensión. Un amplificador operacional con una resistencia de realimentación desde la salida a la entrada inversora es la aplicación más sencilla de tal TIA. Sin embargo, incluso este sencillo circuito de AIT requiere una cuidadosa trade-offs entre el aumento de ruido, la tensión de offset, el ancho de banda, y la estabilidad. Es evidente que la estabilidad en un AIT es esencial para un buen rendimiento, fiable. Esta nota de aplicación explica los cálculos empíricos para evaluar la estabilidad y, a continuación muestra cómo afinar la selección de la fase de retroalimentación de compensación de condensadores.
Una versión similar de este artículo apareció en el 28 de octubre 2011 de EDN revista.
Las oscilaciones salvajes: ¿Por qué suceden?
Las figuras 1 a 3 muestran algunos circuitos básicos TIA. Figura 1 es popularmente utilizado en sistemas de suministro de doble. Figura 2 es una modificación menor de este circuito de un solo suministro de aplicaciones. El divisor resistivo-formado por R1 y R2 se asegura de que el nodo de salida del amplificador operacional es mayor que la salida de voltaje de baja especificación durante una condición de no luz cuando sólo unas pequeñas corrientes oscuras corriente a través del fotodiodo. Al asegurar que la etapa del amplificador operacional de salida opera en el lineal de la región, este desplazamiento mejora la foto-detección en condiciones de poca luz y la velocidad de respuesta. Sin embargo, se debe tener cuidado de mantener esta tensión de polarización en el IN + pequeño alfiler.De lo contrario, la corriente de fuga inversa en el fotodiodo puede degradar la linealidad y aumentar la deriva compensado por la temperatura . En algunas aplicaciones el circuito de la Figura 3 se utiliza cuando el fotodiodo se coloca directamente a través de los terminales de entrada del amplificador operacional. Este circuito evita la polarización inversa a través del fotodiodo, aunque requiere una referencia tamponada. La referencia debe ser lo suficientemente rápido como para hundir el fotodiodo actual como es requerido por la aplicación. Esto, a su vez, implica que amplificador A1 debe ser tan rápido como amplificador A2. Figura 1. Basic TIA circuito (la oferta dual).Figura 2. Básica TIA circuito de la figura 1 modificado para una sola fuente. Figura 3. Básica TIA circuito de la figura 2 modificada para el suministro de clave. Como cualquier circuito amplificador operacional con realimentación, cada uno de los circuitos anteriores pueden ser separados en un amplificador con ganancia en bucle abierto, Una VOL , y una red de realimentación compuesto de la resistencia y el fotodiodo . Figura 4 muestra el circuito equivalente del fotodiodo en las figuras 1 a 3. ¹ Para la mayoría de los fotodiodos, R SERIE = 0 y R DERIVACION = infinito es una aproximación razonable. En consecuencia, el modelo simplificado reduce a la corriente de corto-circuito fuente en paralelo con la capacitancia de la unión. Este modelo simplificado fotodiodo se utiliza para el análisis posterior estabilidad. Figura 4. Circuito del fotodiodo equivalente: I P = fotocorriente, R SHUNT = resistencia a la unión de diodos; C J = capacidad de la unión, y R S . resistencia en serie = Para entender por qué los circuitos de las figuras 1 a 3 podría oscilar, es útil para trazar la frecuencia de la ganancia en lazo abierto y el factor de retroalimentación.Figura 5 parcelas de la respuesta de ganancia en lazo abierto del amplificador operacional. Es constante desde DC hasta el polo dominante frecuencia de esquina, sino que disminuye en 20 dB por década a partir de entonces hasta que alcanza la segunda esquina polos. Matemáticamente, la respuesta de un solo polo se puede representar como:
(Ec. 1)
Donde:
Un VOL = CC ganancia en bucle abierto
Un VOL (jw) = ganancia en bucle abierto correspondiente a la frecuencia, w
w PD = polo dominante de frecuencia en radianes / segundos mediante el circuito equivalente simplificado para el fotodiodo, la red de realimentación es simplemente una de un polo del filtro RC formado por la resistencia de retroalimentación, R $ F , y la capacitancia de entrada total, C i (capacidad de la unión del fotodiodo en paralelo con la capacitancia de entrada del amplificador operacional). El factor de retroalimentación se da como:
(Ec. 2)
Por lo tanto, la recíproca del factor de realimentación es:
(Ec. 3)
La figura 5 también traza la curva de respuesta de 1 / β (jw). A bajas frecuencias, la curva se mantiene plana con ganancia unitaria, como se espera de la respuesta de ganancia unitaria de resistencia. A continuación, se eleva a 20dB/dec a partir de la frecuencia de esquina, f F . Figura 5. Ganancia en bucle abierto, Una VOL (jw), y el recíproco del factor de captación, 1 / β (jw), frente a la frecuencia. La tasa de cierre entre las dos curvas determina la probabilidad de oscilaciones / timbre. Desde la estabilidad Barkhausen criterio, la oscilación puede resultar si el bucle cerrado TIA circuito no tiene margen de fase suficiente para Ap ≥ 1. Por lo tanto, la intersección de la A VOLcurva de respuesta (jw) con la curva 1 / β (jw) denota una intersección crítico fundamental para el análisis de estabilidad. El margen de fase a esta frecuencia intersección se puede determinar mediante la observación de la tasa de cierre entre las dos curvas de respuesta, una VOL (jw) y 1 / β (jw). Si la tasa de cierre de las dos curvas de respuesta es 40 dB, como se ve en la Figura 5, el circuito será inestable. Hay otra manera intuitiva de entender esto.A frecuencias más bajas el desplazamiento de fase en la señal de realimentación es de 180 grados debido a la naturaleza inversora de la realimentación negativa. A medida que la frecuencia aumenta también en la región de la pendiente de A -20dB/dec VOL , el polo dominante del amplificador operacional puede agregar hasta 90 grados de desplazamiento de fase. De manera similar, el polo introducida por la red de realimentación puede añadir otros 90 grados de desplazamiento de fase, produciendo así un desplazamiento de fase de aproximadamente 360 grados en Ap = 1. Si el cambio de fase es de 360 grados, autosuficientes dará lugar a oscilaciones. Si el desplazamiento de fase está cerca de 360 grados, timbre pesado que se observa. En cualquier caso, alguna forma de esquema de compensación de fase se requiere para estabilizar el circuito.
No Evil deja de tener su compensación: Cálculos Comentarios de condensadores
Es de conocimiento común que la adición de un condensador de derivación en paralelo con la resistencia de realimentación proporciona la compensación necesaria para garantizar suficiente margen de fase ( Figura 6 ). Es importante para calcular el valor del condensador de retroalimentación necesario para proporcionar una compensación óptima. Para tener en cuenta el valor añadido de fase de compensación de condensadores, sustituto Z F en la ecuación 2 con R F | | C F . El factor de retroalimentación se convierte ahora en:
(Ec. 4)
Comparando la Ecuación 2 y la ecuación 4 muestra que la adición de condensador C F introduce un cero en el factor de retroalimentación, además de modificar su polo. El cero compensa el desplazamiento de fase introducido por la red de realimentación. Esto puede verse gráficamente en la Figura 7 . Si el desplazamiento de fase está sobrecompensado eligiendo un condensador de realimentación grande, entonces la tasa de cierre se puede reducir a 20 dB por década (90 grados de margen de fase). Sin embargo, también reduce el exceso de compensación puede utilizar el ancho de banda de la TIA. Mientras que un ancho de banda reducido que no puede ser un problema con las aplicaciones de fotodiodos de baja frecuencia y alta frecuencia-o baja-Ciclo-pulsado circuitos fotodiodo definitivamente necesita para maximizar el ancho de banda disponible. Para tales aplicaciones, el objetivo es encontrar el valor mínimo del condensador de compensación de realimentación, C F , necesaria para eliminar la oscilación y minimizar timbre. Sin embargo, es siempre una buena idea de compensar en exceso el circuito de la TIA ligeramente.Sobrecompensación se recomienda para proporcionar banda de guarda suficiente para tener en cuenta la variación de hasta ± 40% del ancho de banda un amplificador operacional sobre las esquinas de proceso y la tolerancia del condensador de realimentación. Figura 6. Fase compensación condensador C F ayuda a mejorar la estabilidad.Figura 7. Fase de respuesta con el condensador de compensación de fase, C F . Un compromiso un buen diseño es apuntar a los 45 grados de margen de fase en la intersección de la A VOL (jw) y 1 / β (jw) curvas. Este margen requiere que el valor óptimo de C F que se calcula de manera que el cero añadido en el factor de realimentación, β (jw), está situado en la frecuencia correspondiente a Ap = 1, como se muestra en la Figura 7. Una ecuación para la frecuencia de intersección es:
(Ecuación 5)
Ecuación 5 tiene dos incógnitas, la frecuencia de intersección, f i , y el condensador de realimentación, C F . Para resolver para C F , tenemos que encontrar otra ecuación simultánea. Una manera de obtener la segunda ecuación es equiparar la A VOL (jw i ) y 1 / β (jw i ) curvas. La ecuación resultante es complicado y no se presta a una fácil solución. El método gráfico para resolver C F es una alternativa más conveniente. ² figura de Observación 7, las dos curvas tienen una pendiente de 20dB/dec. Por lo tanto, el triángulo aproximado formado por las dos curvas con el eje horizontal es isósceles. Por lo tanto, la frecuencia de intersección, f i , es el promedio de los otros dos vértices. Dado que la frecuencia se representa en la escala logarítmica, tenemos:
(Ec. 6)
Aquí:
(Ec. 7)
Donde f GBWP = ancho de banda de ganancia unitaria del amplificador operacional. Para tener en cuenta la variación en el ancho de banda de ganancia unitaria sobre las esquinas de proceso, seleccione f GBWP a ser el 60% del valor especificado en la hoja del amplificador operacional de datos. Para amplificadores operacionales descompensada, utilice f GBWP para igualar 60% de la frecuencia a la cual el proyección de la A-20dB VOL (jw i ) la pendiente intersección con la 0dB x-eje de la línea. Con un poco de manipulación algebraica, la ecuación 6 puede ser reescrita como:
(Ec. 8)
La ecuación 8 muestra que la frecuencia de intersección, f i , es igual a la media geométrica de la anchura de banda de ganancia unitaria, f GBWP , y la frecuencia de polo esquina, f F , de β (jw). Sustituyendo f F de la ecuación 7, se obtiene:
(Ec. 9)
Igualando las ecuaciones 5 y 9, y elevar al cuadrado, obtenemos:
La ecuación cuadrática anterior puede ser fácilmente resuelto para calcular el siguiente valor de C F :
(Ec. 10)
El valor calculado de la retroalimentación condensador C F es válida para fotodiodos tanto de gran superficie y de área pequeña.
Muy bien ... Danos el ámbito ahora: Ejemplo de diseño
AIT se utilizan en una variedad de aplicaciones tales como gafas de 3D, reproductores de discos compactos, oxímetros de pulso, control remoto IR, sensores de luz ambiental, equipos de visión nocturna, y la gama láser de encontrar. Considere la posibilidad de una aplicación de la lluvia-sensor. Sensores de lluvia se utilizan actualmente en los automóviles de gama alta para ajustar automáticamente la velocidad del limpiaparabrisas en función de la presencia e intensidad de la lluvia. Por lo general, los sensores de lluvia ópticos funcionan según el principio de reflexión interna total. El sensor es generalmente ubicado detrás de espejo retrovisor del conductor. Un infrarrojo fuente de luz láser vigas los pulsos de luz en un ángulo en el parabrisas. Si el vaso no está mojado, entonces la mayoría de la luz regresa al detector de fotodiodo. Si el vidrio está mojado, a continuación, algo de la luz es refractada y menos luz es detectada por el sensor de sintonización en el limpiaparabrisas. La velocidad del limpiaparabrisas se establece en función de la rapidez con la humedad se acumula entre los barridos. La detección de la variación de la humedad para el ajuste del limpiaparabrisas al tiempo que rechaza la frecuencia baja, con luz ambiente el contenido de IR requiere el sensor de lluvia para funcionar a una frecuencia de pulso sobre 100Hz. Por ejemplo, considere el problema de diseñar un AIT para el sensor de lluvia con las siguientes especificaciones:fotodiodo IR impulso de corriente pico de amplitud = 50nA hasta 10μA, dependiendo del contenido de la luz reflejadaen la duración del tiempo = 50μs Ciclo de trabajo = 5% R F = 100kΩ BPW46 fotodiodo se utiliza el cuadro 1 se enumeran algunos de bajo ruido, CMOS de entrada, Maxim amplificadores operacionales se utilizan popular en los circuitos de la TIA en una amplia variedad de aplicaciones. Para este ejemplo, el diseño, seleccionamos el MAX9636 amplificador operacional. El MAX9636 es también adecuado para otras baterías, equipos portátiles ya que su diseño es un buen equilibrio entre la más baja de reposo actual y nivel de ruido. Para aplicaciones de mayor ancho de banda, amplificadores operacionales, como el MAX4475 y MAX4230 podría ser más adecuado. Tabla 1. Maxim Op adecuados para amplificadores amplificador de transimpedancia Circuitos
Parte
Entrada de la corriente de polarización (pA)
Voltaje de entrada de ruido (nv / sqrt (Hz))
Corriente de suministro (mA)
Unidad de ancho de banda de ganancia (MHz )
Paquete más pequeño
Características
MAX9636
<0,8
38 a 1kHz
36
1.5
SC70
De baja potencia, corriente de polarización de baja, alta GBWpara abastecer coeficiente de liquidez, de bajo costo
MAX9620
<80
42 a 1kHz
59
1.5
SC70
De precisión, de baja potencia, alto ratio GBW a suministrar corriente
MAX9613
<1,55
28 a 10 kHz
220
2.8
SC70
Corriente de polarización de baja en el V CM = V EA , V OS de auto-calibración
MAX4475
<1
4,5 a 1 kHz
2200
10
SOT23, TDFN
Ultra-bajo nivel de ruido
MAX4230
<1
15 a 1 kHz
1100
10
SC70
Gran ancho de banda, bajo nivel de ruido
MAX9945
<0,15
16,5 a 1 kHz
400
3
TDFN
De alta tensión, de baja potencia
MAX4250
<1
8,9 a 1 kHz
400
3
SOT23
Bajo nivel de ruido y baja distorsión
MAX4238
<1
30 a 1kHz
600
1
SOT23, TDFN
La precisión y la baja deriva
MAX4400
<1
36 a 10 kHz
320
0.8
SC70
Bajo costo
El valor estimado de la capacitancia de retroalimentación se calcula mediante la sustitución de los siguientes parámetros en la ecuación 10:
C i
Capacitancia = unión de fotodiodo (70pF) + capacitancia de entrada del 2PF MAX9636= 72pF
f GBWP = 0.9MHz.
Ancho de banda de ganancia no es un parámetro recortado y puede variar ± 40% sobre la esquina para cualquier proceso de amplificador operacional. En consecuencia, a pesar de que la hoja de datos especifica el ancho de banda de ganancia unitaria típica ser 1.5MHz, hemos considerado el ancho de banda de ganancia unitaria en un 60% de este valor típico para tener en cuenta las variaciones del proceso. En este caso, R F = 100kΩ.Therefore, el valor calculado de C F = 15.6pF. El siguiente valor más alto estándar del condensador es 18pF. Figura 8 muestra la salida de la TIA sin condensador de realimentación de compensación y el uso de los circuitos de las Figuras 1 a 3. Como era de esperar, la oscilación se observa sin condensador de compensación de fase. Si C F = 10pF se utiliza, a continuación, sonando paradas, aunque un sobreimpulso es aún visible como se ve en la Figura 9 . A continuación, el valor de condensador de realimentación se incrementa hasta el valor recomendado calculado de 18pF. La figura 10 muestra que no hay timbre o la oscilación que se observa para el C F = 18pF caso, validando así el análisis teórico anterior. La figura 11 muestra el correspondiente pequeña señal de respuesta de paso con una amplitud de 50nA fotodetector actual. Figura 8. MAX9636 salida con R F = 100kΩ, C F no está instalado, y un impulso de entrada actual 10μA. Figura 9. MAX9636 salida con R F = 100kΩ, C F = 10pF, y una entrada 10μA corriente de impulsos.Figura 10. MAX9636 salida con R F = 100kΩ, C F = 18pF, Ci = 72pF, y un impulso de entrada actual 10μA. Figura 11. MAX9636 de salida con R F = 100kΩ, C F = 18pF, Ci = 72pF, y un pulso de corriente de entrada 50nA. De forma de onda es acoplada en AC con el fin de acercarse este artículo se demuestra la teoría y los cálculos para compensar y estabilizar un circuito de TIA. Un buen partido se observó entre los resultados teóricos y de laboratorio.Referencias
- Jiang, H., y Yu, PKL, "Análisis de circuitos equivalentes de las distorsiones armónicas en el fotodiodo," IEEE Photonics Cartas ® Technology, Vol.. 10, núm. 11 de noviembre de 1998, pp 1608-1610.
- Graeme, Jerald, "Amplificadores Fotodiodos: Soluciones de amplificadores operacionales," The McGraw-Hill Companies, Inc., ISBN 0-07-024.247-X, pp 47-50.
IEEE es una marca de servicio registrada del Instituto de Ingenieros Eléctricos y Electrónicos, Inc.
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