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http://www.laflecha.net

Diseño de un oscilador de cristal para adaptarse a su aplicación

Resumen: Los cristales de cuarzo son resonadores mecánicos con propiedades piezoeléctricas. Las propiedades piezoeléctricas (potencial eléctrico a través del cristal es proporcional a la deformación mecánica) permiten su uso como elementos de circuitos eléctricos. Los cristales son ampliamente utilizados como elementos resonantes en osciladores debido a su alto factor de calidad (QF), excelente estabilidad de frecuencia, la tolerancia apretada, y relativamente bajo costo. Este tutorial explica las principales consideraciones de diseño que se abordarán en el diseño de un oscilador de cristal simple con AT-corte cristales. Las cualidades básicas de un oscilador de cristal y los factores que pueden afectar a su rendimiento en una variedad de aplicaciones se describen. Los temas tratados aquí son la compilación de los problemas encontrados durante una década de diseño y aplicaciones para las radios de banda ISM. Estos temas incluyen la capacidad de carga, resistencia negativa, tiempo de inicio, la estabilidad de frecuencia frente a la temperatura, la dependencia a nivel de unidad, el envejecimiento de cristal, error de frecuencia, y los modos espurios.Una versión similar de este artículo aparece en electronica , 07 de septiembre de 2012.

 

Conceptos básicos de un modelo de cristal

Los cristales de cuarzo se modelan eléctricamente como una rama RLC en serie en paralelo con una capacitancia en derivación ( Figura 1 ). La rama serie RLC, a menudo llamado el brazo mocional, modelos del acoplamiento piezoeléctrico para el resonador de cuarzo mecánica. La capacitancia en derivación representa la capacitancia físico formado por tanto la capacitancia de placa paralela de la metalización del electrodo y la capacitancia parásita paquete.

Figura 1. Modelo sencillo eléctrico de un cristal de cuarzo fundamental-mode.

El modelo mostrado en la Figura 1 se aplica a modo fundamental operación. Modelos similares se aplican también para el funcionamiento armónico de los resonadores de cristal. Los modelos de armónicos adicionales incluyen ramas RLC en serie en paralelo con los elementos mostrados en la figura 1. Los armónicos adicionales ramas RLC en serie tienen frecuencias de resonancia cerca de los múltiplos impares de la frecuencia fundamental de resonancia en serie.

Para cristales que operan en el modo fundamental con un rango de frecuencia de 5 MHz a 30 MHz, los valores típicos de los elementos de circuito son:

C1 2FF a 20ff (capacitancia mocional)
10Ω a 150Ω R1 ( resistencia serie equivalente , ESR)
L1 y C1 determinado por la frecuencia de operación (inductancia mocional)
0.5pF C0 a 5pF (capacitancia shunt)

Cuando los elementos promocionales son el análogo eléctrico de la resonancia mecánica y las propiedades piezoeléctricas del cristal. Los modelos ESR las pérdidas de la resonancia mecánica.

Para un circuito RLC en serie, uno sin conducción externa de tensión , la suma de todos los resultados voltajes en el siguiente diferencial ecuación:

L × dI / dt + I × R + (1 / C) × I × ∫ dt = 0

Por definición, que puede ser sustituido con dQ / dt, obteniéndose:

L × d ² Q / dt ² + R × dQ / dt + Q / C = 0

O

d2Q/dt ² + (R / L) × dQ / dt + Q / (L × C) = 0

Que es de la forma d2Q/dt ² + (ω ₀ / QF) × dQ / dt + Q × ω ₀ ² = 0.

Esto proporciona el resultado bien conocido de circuitos RLC: la frecuencia natural, ω ₀ , es la raíz cuadrada de la inversa del producto de la inductancia y capacitancia.

Figura 2. Modelo mecánico de Cristal.

El modelo mecánico del cristal consiste en una masa, un resorte con el módulo de resorte asociado o rigidez, y un amortiguador de las pérdidas del modelo ( Figura 2 ). Las fuerzas aplicadas al cristal, haciendo caso omiso de la fuerza y el desplazamiento espacial fija debido a la gravedad, como resultado una aceleración de la masa (Segunda Ley del Movimiento de Newton). Dos fuerzas se asumen en la simple lineal del modelo, la fuerza del muelle y la fuerza de fricción.La fuerza del resorte está dada por la ley de Hooke, F = K × Y, donde K es el módulo de resorte y Y es el desplazamiento desde el equilibrio. La pérdida de fricción se supone que es proporcional a la velocidad del émbolo en el amortiguador y la fricción constante, D, del amortiguador. Igualando estas fuerzas (sin fuerzas motrices externas) se obtiene:

M ² Y × d / dt ² + D × dY / dt + K × Y = 0

O

d ² Y / dt ² + (D / M) × dY / dt + Y × (M / M) = 0

Que es de la forma d ² Y / dt ² + (ω ₀ / QF) × dY / dt + Y × ω ₀ ² = 0.

La frecuencia natural resultante del sistema mecánico debe ser igual a la frecuencia natural del sistema eléctrico. Esto proporciona:

ω ₀ = √ (1 / (L × C) = √ (K / M)

Figura 3. Cubic resonador de cuarzo. Los electrodos en las caras superior e inferior, A = L × W.

La masa de un cuarzo cúbicos o cilíndricos en forma de resonador con metalización de electrodo en las caras opuestas de la dimensión más estrecha es proporcional al producto del área del electrodo y la separación entre los electrodos (es decir, la dimensión más estrecha o espesor), como se muestra en Figura 3 .

M ~ A × T

Donde A es el área del electrodo y T es el grosor.

El módulo de resorte de la misma de forma cúbica resonador de cuarzo es proporcional al producto del área del electrodo y el inverso del espesor.

K ~ A / T

De esto, la frecuencia natural del sistema mecánico es independiente del área del electrodo y proporcional a la inversa del espesor como:

ω ₀ = √ (K / M) ~ √ (A / (T × A × T) = √ (1 / T ²) = 1 / T

De los muchos posibles cristal resonador opciones, AT-corte cristales son populares por sus coeficientes de temperatura y las características de repetibilidad de fabricación. Para cristales de corte AT la resonancia mecánica es un modo de cizallamiento, como se muestra en la Figura 4 . En este modo de funcionamiento el centro de gravedad se mueve tanto vertical como horizontalmente. Por lo tanto, el análisis anterior es una aproximación unidimensional, útil para la comprensión cualitativa de la resonancia mecánica de un cristal de corte AT.

Figura 4. AT-corte espesor, resonancia de modo de cizalladura.

Desde una perspectiva de circuito en paralelo, la impedancia eléctrica global del cristal será inversamente proporcional al área de los electrodos, como un área de electrodo mayor es equivalente a múltiples cristales más pequeños de la zona de electrodos en paralelo. Por lo tanto, la resistencia en serie y la inductancia mocional será inversamente proporcional al área del electrodo, la capacitancia mocional y la parte de placa paralela de la capacidad en paralelo será proporcional al área del electrodo. La capacitancia en derivación y la capacitancia mocional tienen una relación lineal, ya que ambos son proporcionales al área de electrodo para el cristal sin embalar, conocido generalmente como un cristal blanco. La relación sería proporcional si la capacitancia en derivación parasitaria del paquete fue insignificante y si la derivación de capacitancia en paralelo franja de campos de placas fueron insignificantes.

La siguiente es una lista de diseño acuerdos basados ​​en el análisis anterior:

1. Pequeñas áreas de los electrodos de cristal son atractivos por menos dinero y tal vez más pequeño tamaño de paquete. Sin embargo, esta área más pequeña aumenta la resistencia en serie, lo que ralentiza el tiempo de inicio (véase la siguiente hora de inicio de la sección) y puede evitar la oscilación.
2. Las áreas más extensas de cristal del electrodo menor resistencia en serie. Sin embargo, esta área más grande aumenta la capacitancia en derivación que entonces disminuye la resistencia del circuito activa negativa (véase la resistencia negativa sección a continuación), que, a su vez, también retarda el tiempo de arranque y puede evitar la oscilación. El área de electrodo de cristal más grande aumenta la capacitancia mocional. Con una capacidad mayor motional supone también una mayor sensibilidad al cambio de frecuencia debido a cargas capacitivas externas o frecuencia "tirando" (ver Capacitancia de carga más adelante).

Capacitancia de carga

Muchos osciladores de cristal operar en el punto de resonancia en paralelo del cristal y la capacitancia de la carga aplicada. La capacidad de carga se define para ser la capacitancia efectiva, externos al paquete de cristal, aplicada entre los terminales del cristal como se ve en la Figura 5 . Fabricantes de cristal especificar una capacidad de carga dada junto con una frecuencia de operación. Funcionamiento con una capacidad de carga que difiere de los resultados especificados por el fabricante de capacitancia de carga en un error de frecuencia de oscilación con respecto a la frecuencia especificada por el fabricante. El error de frecuencia es debido a capacitiva "tira" del cristal. Esto se puede demostrar mediante la combinación de la derivación y las capacitancias de carga en paralelo, y luego la combinación de esta derivación resume más capacidad de carga en serie con la capacitancia mocional para formar la capacitancia efectiva global.

C _EFF = C _MOCIONAL × (C _CARGA + C _SHUNT ) / (C _CARGA + C _SHUNT + C _MOCIONAL )

Figura 5. Carga de capacitancia.

El cambio global en la capacitancia efectiva es muy ligero debido a que la capacitancia mocional es generalmente de aproximadamente tres órdenes de magnitud menor que la derivación y las capacitancias de carga. Por lo tanto, (C _CARGA+ C _SHUNT ) / (C _CARGA + C _SHUNT + C _MOCIONAL ) es casi la unidad, y la capacitancia global eficaz está muy cerca del valor de la capacitancia mocional. Tenga en cuenta que a medida que la capacidad de carga se hace más grande, (C_CARGA + C _SHUNT ) / (C _CARGA + C _SHUNT + C _MOCIONAL ) se acerca más a la unidad, y debilita el efecto de los cambios absolutos en la capacidad de carga en la capacidad efectiva total (menos frecuencia tirando). De la misma manera, las pequeñas capacitancias dinámicas también menor frecuencia tirando como (C _CARGA + C _SHUNT ) / (C _CARGA + C _SHUNT + C _MOCIONAL ) se aproxima más a la unidad para cualquier capacidad de carga dada. Véase la Figura 6 para la frecuencia versus capacitancia de carga (tirando de la curva) de un cristal típico.

Figura 6. Curva típica de tracción para 5FF C _MOCIONAL , 3pF C _SHUNT , 3pF especificado C _CARGA , cristal 10MHz.

Resistencia negativa

Pierce o osciladores Colpitts de topología se utilizan generalmente en combinación con un cristal para generar referencias de frecuencia o tiempo. Tanto topologías se conoce como un "oscilador de tres puntos". Las formas generales se muestran en las Figuras 7 y 8 . Tenga en cuenta que los tres puntos A, B, y C son idénticos para ambas topologías, excepto para el punto de AC-suelo.

Figura 7. Un oscilador de Colpitts.

Figura 8. Un oscilador Pierce.

Para determinar la impedancia presentada al cristal por el Transconductor (generalmente MOSFET o un transistor de unión bipolar , sino que en algunos casos un JFET o incluso un tubo de vacío) y los condensadores C3 y C2, se puede sustituir el cristal con una corriente de fuente de corriente que impulsa desde el punto A hasta el punto C en el circuito equivalente Pierce oscilador ( Figura 9 ). De esta:

V _A =-Z3 × I

Cuando Z3 = 1 / (j ω × × C3).

V _C = Z2 × I - Z2 × g _M x V _A = Z2 × I + Z2 × g _M × × Z3 I = I × (Z2 + g _M × × Z3 Z2)

y g _M es el cambio de pequeña señal en la corriente de colector por cambio de base a la tensión de emisor de un transistor de unión bipolar (g _M = ΔI _C / ΔV _BE ), o el cambio de señal en pequeña fuga de corriente por el cambio en la puerta a voltaje de fuente para un MOSFET (g _M = ΔI _D / ΔV _GS ).

Donde Z2 = 1 / (j ω × × C2).

V _CA V = _C - V _A = I × (Z3 Z2 + + g _M × × Z3 Z2)

Z _EN = V _CA / I = Z3 Z2 + + g _M / (C2 C3 × × (× ω j) ²) = + Z3 Z2 - G _M / (C2 C3 × × ω ²)

La Figura 9. Determinación de la impedancia de entrada del oscilador Pierce.

Dado que Z _IN es la impedancia presentada al cristal por dos condensadores y el Transconductor, entonces la impedancia presentada al cristal es efectivamente la combinación en serie de C3 y C2 en serie con una resistencia negativa. Tenga en cuenta que esto permite la facilidad de establecer la capacidad de carga del cristal mediante la elección apropiada de C3 y C2, independiente de transconductancia.

Este análisis sugiere que cualquier resistencia negativa arbitraria para el accionamiento del cristal podría ser sintetizado con transconductancia apropiado y condensador de selección para un oscilador de tres puntos. Esto es cierto en ausencia de cualquier capacitancia parásita entre los nodos A y C. En realidad, sin embargo, algunos capacitancia parásita siempre existirá entre los nodos A y C. Más importante aún, la capacitancia en derivación del cristal siempre se reducirá la resistencia efectiva negativa presentó a la rama RLC mocional del cristal.

Para evaluar los efectos de la capacitancia en derivación en el oscilador de cristal de tres puntos, ver Figura 10 .

Figura 10. Circuito equivalente de un oscilador de tres puntos con un cristal.

Volviendo a la ecuación de la impedancia de entrada del oscilador de tres puntos:

Z _EN = Z3 Z2 + + g _M × × Z2 Z3

Y la colocación de esta impedancia (Z _IN ) en paralelo con C _SHUNT :

Z _APPLIED = [1 / Z _SHUNT + 1 / (Z3 + Z2 + g _M × × Z2 Z3)] ^-1

Z _APLICADA = [(Z3 Z2 + + Z + g SHUNT _M × × Z3 Z2) / (Z3 × Z _SHUNT + Z2 × Z _SHUNT + g _M × × Z3 Z2 × Z _SHUNT )] ^-1

Z _APLICADA = (Z3 × Z _SHUNT + Z2 × Z _SHUNT + g _M × × Z3 Z2 × Z _SHUNT ) / (Z2 + Z3 + Z _SHUNT + g _M × × Z3 Z2)

Sustitución de las impedancias genéricos con impedancias capacitivas y tomando la parte real de Z _APLICADA , la impedancia negativa presentada por el oscilador de tres puntos a la rama RLC mocional del cristal es:

Re {Z _APLICADA } = - (g _M × × C2 C3) / [ω ² × (× C3 C2 + C3 × C _SHUNT + C2 × C _SHUNT ) ² + (g _M × C _SHUNT ) ²]

Tomando la derivada de Re {Z _APPLIED } con respecto a g _M y ajuste de la igualdad derivado a cero los rendimientos de la transconductancia g _{M (MIN) R} , para que el mínimo (magnitud grande) de resistencia negativa se produce:

g _{M (MIN) R} = ω × [(C3 × C2) / C _SHUNT + C3 + C2]

En g _{M (MIN) R} la magnitud máxima de resistencia negativa se produce, obteniéndose:

Re {Z _APLICADA } | _MIN = -1 / {2 × ω × C _SHUNT × [1 + C _SHUNT × (C3 + C2) / (C3 × C2)]}

La resistencia negativa, Re {Z _APPLIED }, tiene las siguientes características:

1. Es siempre negativo.
2. El valor absoluto de la resistencia negativa baja como C _SHUNT aumentos. (Ver Figuras 11 y 12 .)
3. El valor máximo alcanzable absoluto de la resistencia negativa (en g _{M (MIN) R} ) cae como C _SHUNT aumenta. (Véanse las Figuras 11 y 12.)
4. El valor absoluto de la resistencia negativa debe ser mayor que la resistencia de movimiento de la oscilación de cristal para que se produzca. Generalmente, un valor absoluto típica o nominal de la resistencia negativa debe ser mayor que cuatro veces la resistencia mocional.

Figura 11. Resistencia negativa frente a la capacitancia de carga a 10MHz con transconductancia de 5 mA / V; capacidad de carga se debe a la combinación en serie de C3 y C2.

Figura 12. Resistencia negativa frente a la transconductancia a 10MHz con capacidad de carga de 10 pF; capacidad de carga se debe a la combinación en serie de C3 y C2 (cada uno a 20pF).

Tenga en cuenta la fuerte influencia de C _SHUNT en ambas parcelas. Incluso un pequeño aumento en C _SHUNT disminuye la magnitud de la resistencia negativa en todas las configuraciones posibles, especialmente cerca de la cima de la magnitud de resistencia negativa.

Para aplicar la capacidad de carga recomendada para el cristal y mantener magnitud mayor resistencia negativa, es importante mantener C _SHUNT pequeño y para aumentar C3 y C2 para aplicar la capacidad de carga necesaria. Como ejemplo, considerar los siguientes casos donde la capacidad de carga es de cristal 8 pF, la frecuencia de funcionamiento es de 10 MHz, el cristal C _SHUNT es 2pF, los valores parasitarias de C3 y C2 son 8 pF (debido al paquete de IC y PCB capacidades parásitas), y la transconductancia es fijo (debido a IC interna de empuje y del tamaño del dispositivo) en 1 mA / V.

Caso 1 . Utilice 8PF condensadores de cerámica en la en las posiciones de C3 y C2 para cargar el cristal. Estos condensadores 8PF están en paralelo con las capacitancias parásitas 8PF para los valores totales de C3 y C2 de 16pF.Esto carga el cristal con 8 pF, como C3 y C2 aparecen en serie con respecto al cristal. En este caso la resistencia negativa calcula a partir de la ecuación anterior para Re {Z _APPLIED } será-627Ω.

Caso 2 . El uso de un condensador cerámico 4PF en paralelo con el cristal, ya que esto ahorra el coste de un condensador y la colocación de un condensador SMT versus Caso 1. Las capacidades C3 y C2 callejeros de 8 pF cada carga del cristal con 4PF. El 4PF adicional de la capacitancia en derivación en paralelo a la suma un total de capacidad de carga 8 pF. Sin embargo, en este caso la resistencia negativa sólo será -466? debido a los efectos indeseables de la creciente C _SHUNT .

Tenga en cuenta que el caso 1 se recomienda sobre Caso 2 para el diseño de oscilador de cristal por el valor absoluto más alto de resistencia negativa.

Tiempo de inicio

El tiempo de inicio de un oscilador de cristal puede tener muchas definiciones diferentes dependiendo del tipo de sistema.La definición de tiempo de inicio de un sistema de microprocesador es a menudo el tiempo desde la aplicación inicial de potencia a la vez una señal de reloj estable está disponible. La definición de tiempo de inicio de un bucle enclavado en fase ( PLL ) es a menudo el tiempo desde la aplicación inicial de potencia a la vez que una señal de referencia estable está disponible, con frecuencia se establecieron a una frecuencia aceptable dentro de desplazamiento desde la última frecuencia de oscilación estable del estado.

El tiempo de inicio de un oscilador de cristal está determinada por el ruido inicial o de transición en el encendido, la expansión sobre pequeño-de la señal debido a la resistencia negativa, y la amplitud final de gran señal limitante debido a consumo de energía finito.

La expansión de la envolvente es una función sólo de la resistencia total negativa y la inductancia mocional del cristal. La serie equivalente simplificado del circuito RLC contendrá la inductancia mocional, la suma de la resistencia aplicada negativa del oscilador de tres puntos y la resistencia mocional del cristal, y la capacitancia en serie efectiva de toda la red (dominado por la capacitancia mocional). La siguiente ecuación diferencial de Laplace de dominio se aplica a la red (sin función de conducción):

s × L + R + 1 / (s · C) = 0

O

s ² + s × (R / L) + 1 / (L × C) = 0

Las raíces de esta ecuación se encuentran en:

(½) x {R / L + / - √ [(R / L) ² - 4 / (L × C)]}

Dado que el término R / L en el interior de la raíz cuadrada está dominada completamente por el 1 / (L × C) plazo, esto se reduce a:

-R / (2 x L) + / - j × √ [1 / (L × C)]

Debido a que el valor de la resistencia R neta es negativa, los polos de este sistema se encuentran en el semiplano derecho, y es la resultante de dominio de tiempo para la solución de esta ecuación diferencial:

V (t) = K × [e ^{| (R / 2 x L) | × t} ] × sen {2 × π × √ [1 / (L × C)] × t + Θ}

Donde K es una constante relacionada con la condición de puesta en marcha inicial y Θ es una fase arbitraria relacionada con el estado de arranque inicial. (Tenga en cuenta que la expansión exponencial será válida únicamente para condiciones de baja señal, ya que la energía disponible para el circuito es limitado.)

La constante de tiempo para la expansión de la envolvente es positivo y proporcional a la resistencia neta negativa del oscilador de tres puntos y la resistencia mocional, e inversamente proporcional a la inductancia mocional. Debido a la gran inductancia de movimiento de los cristales y la limitada resistencia negativa neta, osciladores de cristal tienen tiempos de arranque muy largos.

Como un ejemplo de la expansión de tiempo de envolvente constante de un arranque del oscilador de cristal, asumir un cristal con capacitancia mocional 5FF, y un oscilador con 1500Ω operativo negativo magnitud resistencia a 10MHz. Uso de la capacitancia mocional y la frecuencia de funcionamiento, una inductancia de movimiento de 50.66mH puede ser determinada por L = 1 / (C × ω ²). Esta inductancia motional produce un sobre tiempo de oscilación constante expansión de τ = 2 × L / | R | = 67.55μs. Tenga en cuenta que una compensación existe entre una frecuencia más pequeña debido a la tracción baja capacitancia mocional y los tiempos de inicio más largo debido a la alta inductancia mocional, de los cuales inductancia alta mocional es un resultado directo de la capacitancia mocional bajo. Un factor atenuante es que las pequeñas capacitancias dinámicas también se asocian con las capacitancias en derivación más pequeñas, que se producen grandes resistencias negativas y, por lo tanto, mejorar el tiempo de arranque.

Tiempo de arranque es una consideración de diseño importante en muchas aplicaciones a pilas, donde los sistemas se deber ciclo entre apagado y encendido estados de funcionamiento. A más corto cristal oscilador de tiempo de inicio limita la energía desperdiciada en los tiempos de calentamiento completo de chips en los sistemas de radio de baja potencia tales como las que emplean el MAX7032 transceptor , el MAX1472 transmisor , y el MAX7058 transmisor.

Estabilidad de la frecuencia frente a la temperatura

El desplazamiento de frecuencia de la frecuencia de resonancia frente a la temperatura es una función del ángulo del corte de cristal frente a la estructura reticular del cuarzo. El desplazamiento de frecuencia relativa frente a la temperatura de corte AT cristales de cuarzo se puede representar como un polinomio de tercer grado:

Df / f ₀ = A ₀ A + ₁ (T - T ₀ ) + A ₂ (T - T ₀ ) ² + A ₃ (T - T ₀ ) ³

Donde los coeficientes a ₀ a través de A ₃ son funciones del ángulo del corte de cuarzo.

Estabilidad de la frecuencia es muy importante en los sistemas de radio con un cristal como la referencia de frecuencia del sistema. Esto es especialmente cierto para aplicaciones estrecho canales a alta frecuencia. Un ejemplo sería la operación en el canal de 25 kHz de ancho de banda de la porción 863MHZ a 870MHz ISM banda en Europa. En estos canales un desplazamiento de frecuencia de 5 kHz de 865MHz (5.78ppm) podría resultar en una falla del sistema o incumplimiento normativo. Como puede verse en la Figura 13 , esto es imposible de lograr, incluso con un perfecto corte de ángulo, de tolerancia cero, cero-envejecimiento de cristal sobre el rango de temperatura industrial de -40 ° C a +85 ° C.Para este caso un sistema de radio con una temperatura interna del sensor y estrecha de frecuencia de paso fraccionario-N sintetizador, tales como el MAX7049 transmisor, puede ser utilizado para compensar los coeficientes conocidos de cristal de temperatura de frecuencia.

Figura 13. Gráfico de variación de frecuencia relativa frente a la temperatura para AT-cortar ángulos de cristal en minutos.

Envejecimiento

La frecuencia de resonancia en serie de un cristal pueden cambiar lentamente con el tiempo. Esto se conoce como envejecimiento. En general, un cambio de frecuencia de unas pocas partes por millón se produce durante un período de años. La mayoría de los cambios se produce generalmente durante el primer año o dos. El envejecimiento es a menudo atribuida a un cambio de masa de cristales en función del tiempo. La tasa de envejecimiento se acelera a temperaturas más altas y en amplitudes de oscilación mayores.

Compilación de las fuentes de error de frecuencia

Error de frecuencia es debido las siguientes fuentes:

1. Tolerancia inicial, que es la tolerancia del fabricante frecuencia garantizado a +25 ° C y con la capacidad de carga especificada aplica al cristal
2. Estabilidad de frecuencia frente a la temperatura
3. Tirando debido a las variaciones de carga de capacitancia
4. Envejecimiento

Drive-Nivel de Dependencia

La resistencia en serie de un cristal puede elevarse a un nivel mucho más alto que el máximo indicado en la hoja de datos del fabricante, después de algún tiempo de inactividad. El período de inactividad puede variar de horas a semanas. A menudo, la condición no puede repetirse. Una vez que el cristal se ha vibrado ya sea por un eléctrico o mecánico transitorio, la serie vuelve de resistencia a la normal de la hoja de datos de límites. Esto se conoce como la dependencia a nivel de unidad, o DLD y a veces referido como "cristales de sueño", cuando después de un período de inactividad de la resistencia en serie de cristal es una función del nivel de excitación eléctrica de CA.

Esta condición se cree que es el resultado de las pérdidas mecánicas adicionales debido a la contaminación en el interior del envase de cristal. La contaminación puede ser líquido o en partículas. El líquido puede ser la humedad que se condensa o se congela al azar sobre el cristal por debajo de ciertas temperaturas. La condición de resistencia en serie normal devuelve una vez que la vibración cristal elimina la contaminación de la superficie de cuarzo. A menudo, la contaminación no se estabiliza de nuevo (o al menos no en el mismo grado) en la superficie de cuarzo, produciendo de este modo un comportamiento impredecible después de períodos subsiguientes de inactividad.

En otros casos, una partícula conectado permanentemente con el tiempo y / o propiedades de oscilación de amplitud dependientes, chapado o mal adheridas electrodo, rascado mecánico, u otros defectos puede resultar en DLD.

No hay productos de cristal están completamente libres de DLD, pero de mayor calidad de productos muestran DLD mucho menor, tanto en el grado de aumento de resistencia en serie y el porcentaje de unidades que muestran los cambios de resistencia.

Para mitigar el problema asociado con DLD los pasos siguientes pueden ser tomadas:

1. Operar con resistencia negativa grande, más de cuatro veces el fabricante máxima resistencia serie especificada.Esto va a superar casi todas las cuestiones DLD.
2. Compra de vendedores de cristal de alta calidad.
3. Pagar la prima para las pruebas de DLD.

Modos de espurias

Indeseadas resonancias mecánicas a menudo existen cerca de la frecuencia fundamental. Estos "modos espurios" puede ser modelado como ramas adicionales RLC en serie en paralelo con la rama deseada fundamental RLC frecuencia de la misma manera que el funcionamiento armónico se modela. Los modos espurios tienen mayores pérdidas (menor oportunidad a oscilar) que el modo deseado, por lo general no causan problemas de oscilador de cristal a menos que sean de baja pérdida o el circuito activo es muy limitado débilmente.

En general, los fabricantes de cristal de prueba para los modos espurios y no se enviarán las unidades con bajas pérdidas (es decir, una mayor oportunidad a oscilar) en falsas frecuencias de resonancia.

Osciladores con grandes resistencias negativas suelen limitar o cortar durante casi todo el ciclo de oscilación. Durante limitar la ganancia efectiva del circuito es casi cero. Por consiguiente, los modos espurios no tienen la ganancia necesaria para oscilar y son efectivamente estrangulado por el deseado gran señal de oscilación. En algunos casos de menor resistencia negativa o con circuitos de limitación suave, ganancia suficiente existe durante todo el ciclo de oscilación deseada para apoyar una oscilación no deseada secundaria. La coexistencia de múltiples oscilaciones resultantes pueden causar estragos con frecuencia de fase detectores en PLLs y otros circuitos.

Conclusión

Este artículo ha explicado las consideraciones de diseño principales para un oscilador de cristal simple. Temas relevantes en otros tipos de sistemas de radio, como el ruido de fase de circuitos osciladores de cristal, no son factores limitantes en ISM radios y no se discuten.

Referencias generales

1. Vittoz, Eric A., Degrauwe, GR Marc, y Bitz, Serge, "de alto rendimiento circuitos osciladores de cristal: Teoría y Aplicación", IEEE Journal of Solid-State Circuits , vol. 23, N º 3, junio de 1988.
2. Kreyszig, Erwin, Advanced Engineering Mathematics , Quinta Edición, John Wiley and Sons, 1983.
3. Bechmann, Rudolf, "Frecuencia de ángulo de temperatura Características de los resonadores de tipo AT-Made de cuarzo natural y sintético," Proceedings of the IRE , noviembre de 1956.

El autor desea agradecer a Ramón Cerda en Crystek Corporation por su valiosa contribución a este artículo.

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Theron Jones, Miembro Principal del Personal Técnico

18 de septiembre 2012

Nota de aplicación 5471 Resolución de problemas con transformadores magnéticos del pulso

Resumen: Esta nota de aplicación describe cómo gestionar o suprimir los efectos de los campos magnéticos externos sobre los transformadores utilizados para la familia 71M6541/71M6542/71M6543 de circuitos integrados de medición de electricidad. Se hace especial hincapié en cómo contrarrestar los efectos de un imán DC fuerte en el ambiente confinado en un recinto pequeño medidor.

Introducción

Fondo

El 71M6541 / 71M6542 / 71M6543 familia de circuitos integrados electricidad de medición está diseñado para ser utilizado con los transformadores de corriente (TC), como tradicionalmente se utilizan en metros monofásicos y polifásicos, o resistencias en derivación que están conectados a las interfaces de aislamiento del sensor remoto. Los 71M6541/71M6542/71M6543 y 71M6545 interfaces de sensores remotos se conectan normalmente a través de los circuitos integrados 71M6541/71M6542/71M6543 pequeño, de bajo costo transformadores de pulso.

Bajo la influencia de un campo magnético de CC muy fuerte, un CT (es decir, el transformador de corriente utilizado tradicionalmente en los típicos contadores polifásicos electricidad) se saturará, y su salida será menos que proporcional a la corriente aplicada, lo que resulta en pérdida de ingresos para el programa de utilidad . Tal saturación ocurre a altas corrientes y no se detecta fácilmente.

Al igual que sus homólogos analógicos, los transformadores de intensidad, transformadores de impulsos también pueden ser influenciados por los campos magnéticos externos. En el peor de los casos, los transformadores se saturan y por lo tanto pierden su inductancia, convirtiéndolos en baja resistencia a las cargas de los conductores en el dispositivo de medición de electricidad. Esto se cortocircuita los diferenciales de los conductores y en consecuencia hace que el suministro de energía a colapsar.

Por consiguiente, un sistema de medición consta de una medición de IC 71M6541/71M6542/71M6543 electricidad y uno o más 71M6601 , 71M6103 , o 71M6113 interfaces de sensores remotos conectados a los sensores de derivación de corriente no es totalmente inmune a los campos magnéticos. Esta nota de aplicación describe cómo gestionar o suprimir los efectos de los campos magnéticos externos sobre los transformadores utilizados para la familia 71M6541/71M6542/71M6543/71M6545 de circuitos integrados de medición de electricidad. Se hace especial hincapié en cómo contrarrestar los efectos de un imán DC fuerte en el ambiente confinado en un recinto pequeño medidor.

Tenga en cuenta que la protección contra los efectos magnéticos no se puede implementar con una receta única que sirva para todos. Cada caso es diferente, dependiendo de si los campos de CA o CC están presentes, si el contador está inmerso en un campo magnético o simplemente expuesta a un imán colocado en el exterior, y si el recinto metros proporciona espacio para mover los transformadores de distancia desde la fuente de campo.

Después de una breve revisión de los requisitos magnéticos de contadores de electricidad, algunos términos básicos de la magnética se presentan. Métodos de mitigación también se presentan, desde los más simples técnicas de bajo costo hasta las técnicas de blindaje, y finalmente a través de un transformador con avanzados materiales magnéticos.

Requisitos magnéticos en las normas del medidor

Tradicionalmente, tanto ANSI y EN / IEC han exigido que los medidores de electricidad funcionar en niveles relativamente benignos de campos magnéticos:

• ANSI C12.1, subcláusula 4.7.3.4, se describe un ensayo con una 6ft. x 6 pies. Operativo Helmholtz bobina en AC 100A convertir y especificar una desviación máxima en Wh registro de ± 1%.
• IEC 62053-11, Tabla 8, establece una densidad de flujo de CA de 0.5mT generados con una bobina circular de vueltas 400A.
• IEC 62053-21, sección 8.2.4, establece una intensidad de campo de vueltas DC 1000A a aplicar (como se indica en la Tabla 11, un error de registro del 2% en una clase de 1 metro es permisible).
• EN 50470-1 especifica los campos magnéticos de corriente continua de 1.000 A se activa y se describe una bobina de prueba (básicamente un imán DC) que se va a aplicar a todas las superficies accesibles del metro.
• EN 50470-1 hace referencia a la norma EN 61000-4-8 para los campos magnéticos de corriente alterna (table-top equipo, el campo magnético de CA a la frecuencia de red).

Estos requisitos no son nuevos y son el resultado de dos factores:

• Medidores pueden sufrir errores de registro cuando se opera en las inmediaciones (campos de dispersión) de alta corriente de circuitos de corriente alterna.
• Los clientes finales pueden alterar el medidor de uso de imanes de CC.

Las condiciones de prueba varían desde estándar a estándar, pero pueden dividirse en dos categorías:

• Método de inmersión : todo el medidor bajo prueba se expone a un campo magnético generado por una bobina grande.
• Método de proximidad : un dispositivo magnético se aplica a la superficie de la metros bajo prueba.

La prueba aplicada tiene implicaciones en la forma que el medidor puede ser protegido contra la influencia magnética: Cuando el método de proximidad se utiliza, la ubicación geométrica de los componentes sensibles es de gran importancia. Cuando el método de inmersión se utiliza, la ubicación geométrica de los componentes sensibles es de menor importancia, ya que el campo se llegar a cualquier lugar dentro del medidor bajo prueba.

Las normas nacionales se utilizan en ciertos países pueden contener requisitos específicos de cada país que se aplican en la parte superior de las normas IEC o EN.

Nuevos magnético de CC Requisitos

Requisitos más estrictos están surgiendo en algunos mercados debido a la disponibilidad de muy potentes imanes de tierras raras de corriente continua que pueden ser utilizados para la manipulación metros. ¹ En el caso de la alemana metros EHz, requisitos magnéticos muy estrictas se combinan con un factor de forma pequeño físico del recinto, lo que hace aún más difícil para enfrentar la amenaza del imán.

La Tabla 1 muestra un ejemplo de la influencia de un imán DC puede tener en un medidor de electricidad sin protección.Los resultados indicados son de mediciones de corriente obtenidos a partir de un metro de funcionamiento con TC con y sin la presencia de un campo magnético de corriente continua (generado por el imán de prueba prescrita por los alemanes requisitos PTB). ² La tabla muestra los errores significativos en las corrientes altas que son los resultado de la saturación del núcleo.

Por consiguiente, CTs diseñados para funcionamiento en campos magnéticos fuertes son a menudo protegidos contra los campos magnéticos (con impacto en los costes), o sustituido con los llamados "DC-tolerantes CTs", añadiendo un coste significativo e impactando sobre la precisión de fase de corriente y temperatura .

 

Tabla 1. Display de corriente con CT influenciado por el campo magnético de corriente continua
Corriente (A)	Display w / o de campo magnético (A)	Pantalla con campo magnético de corriente (A)	Pantalla de error
200	199,7	80	-60%
100	99,8	25	-75%
50	49,9	49,8	-0,2%
10	9,99	9,99	0%

Algunos conceptos básicos de inducción magnética

En la ingeniería eléctrica, pensamos en términos de tensiones que impulsan las corrientes a través de resistencias en un circuito cerrado. Una analogía a esta imagen se puede establecer cuando el reconocimiento de campos magnéticos: Aquí, un imán (o bobina con una corriente eléctrica que fluye a) toma el lugar de la tensión; aire libre o materiales magnéticos tomar el lugar de las resistencias discretas, y la inducción es el equivalente de la corriente eléctrica. Líneas de campo magnético emanan de un polo del imán, penetrar abrir materiales de aire o magnético, y finalmente volver al polo opuesto.Tabla 2 muestra algunas propiedades magnéticas y sus unidades físicas.

 

Tabla 2. Elementos magnéticos / eléctricos y Propiedades en comparación
Elemento magnético o propiedad	Símbolo	Unidad de Física	Descripción
Bar imán	-	-	Fuente de un campo magnético de CC
Intensidad de campo	H	A / m	Magnitud de un campo generado por un imán o por una corriente
Permeabilidad relativa	μ r	Vs / Am	Conductividad de flujo magnético, en comparación con la permeabilidad del vacío (μ 0 )
Flujo	Φ	Vs	El equivalente de la corriente en el campo eléctrico
Remanencia	B	T	La "fuerza" de un imán DC
La inducción, la densidad de flujo	B	T	B = Φ / A (flujo por área)

Para un imán permanente, las líneas de campo están más concentradas alrededor de los polos, y la intensidad de campo disminuye al aumentar la distancia (r) de los polos. En proximidad relativa, la intensidad de campo disminuye a una tasa de entre 1 / r ² y 1 / r ³.

Para un imán permanente, las líneas de campo están más concentradas alrededor de los polos, y la intensidad de campo disminuye al aumentar la distancia (r) de los polos. En proximidad relativa, la intensidad de campo disminuye a una tasa de entre 1 / r ² y 1 / r ³.

En el vacío o el aire, la inducción (B) es proporcional a la intensidad de campo:

B = μ ₀ × H

Dentro de un material magnético, la inducción depende de la permeabilidad relativa del material y la intensidad de campo:

B = μ ₀ × μ _r × H

En esta ecuación, μ _r es fuertemente no lineal. μ _r depende de la intensidad del campo magnético (H), el material, la temperatura, y otros factores. Para materiales típicos de blindaje magnético, μ _r puede estar en el intervalo de 80.000 en el lineal rango. Para altas intensidades de campo aplicadas, B no aumentará más lejos, y se produce la saturación.

Los imanes permanentes se caracterizan por dimensiones, remanencia, campo coercitivo, y la permeabilidad de retroceso. Las características de un típico pequeño imán de tierras raras se enumeran en la Tabla 3 .

 

Tabla 3. Características de un pequeño imán de tierras raras
Propiedad	Unidad de Física	Magnitud	Descripción
Dimensiones	mm	40 × 18 × 12	Dimensiones geométricas
Remanencia	T	1,35	-
Campo coercitivo	A / m	1 × 10 6	-
Permeabilidad Recoil	-	1,05	Permeabilidad en comparación con el espacio libre

Propiedades magnéticas de un sistema de medición típico basado en el 71M6541/71M6542/71M6543

Meter Enclosure

Contadores de energía eléctrica son generalmente encerrados en cajas de plástico que son fácilmente penetradas por los campos magnéticos. Para todos los propósitos prácticos relativos a los efectos magnéticos, los medidores no tienen recintos en absoluto.

En un metro bien diseñado, la susceptible transformadores de impulsos se encuentra tan lejos como sea posible de los lados de la caja.

Pulse Transformadores

Para aplicaciones estándar, es decir, benignos entornos magnéticos, Maxim recomienda que los transformadores de impulsos basados ​​en núcleos de ferrita se utiliza en conjunción con la 71M6541/71M6542/71M6543 y los 71M6601/71M6103/71M6113 interfaces de sensores remotos. Estos transformadores tienen las características indicadas en la Tabla 4 . Para los datos del fabricante y el número de piezas, póngase en contacto con un FAE Maxim o vendedor.

Tabla 4. Propiedades magnéticas de un típico transformador de impulsos
Propiedad	Unidad de Física	Valor	Comentario
Tipo de hilo	-	Toroide	-
Principales dimensiones (OD)	mm	4,8	Diámetro exterior
Dimensiones básicas (ID)	mm	2,3	Espesor de 1,27 mm toroide
Permeabilidad inicial	-	2700	En la densidad de flujo y la temperatura ambiente 0mT
Permeabilidad máxima	-	4400	A temperatura ambiente y en la densidad de flujo 200Mt
Densidad de flujo de saturación	mT	470	A temperatura ambiente

Podemos basar algunos cálculos en un transformador de impulsos típico basado en el material de núcleo de ferrita (como se describe en la Tabla 4). Densidad de flujo de saturación es 470mT para este transformador. La señal de corriente que fluye a través de los devanados se acumulará una densidad de flujo que debe ser mucho menor que la densidad de flujo de saturación de manera que algunos densidad de flujo puede ser añadido por el campo magnético sin causar saturación.

Para calcular la densidad de flujo asociado con la señal digital, que primero calcular la intensidad de campo, que es entregado por un núcleo toroidal por la fórmula:

H = (i × N) / (2 × π × r)

N es el número de espiras del primario, i es la corriente suministrada por el 71M6541/71M6542/71M6543/71M6545, y r es el radio del toroide. Uso de i = 12mA, N = 13, y = r 0.0024m, determinamos H a ser 10.35A / m.

La curva de magnetización para el material de núcleo puede entonces ser usado para estimar la densidad de flujo correspondiente a la intensidad de campo (ver Figura 1 ). La densidad de flujo correspondiente a 10.35A es 170Mt, lo que significa que tenemos un presupuesto teórico de 470mT - 170mt = 300Mt para el flujo generado por un imán externo antes de la saturación se alcanza.

Figura 1. Magnetización curva para el material del núcleo.

Otros componentes magnéticos

Al diseñar un metro de la resistencia magnética, no hay que perder de vista el hecho de que el medidor puede contener varios otros componentes que son susceptibles a los campos magnéticos. Ejemplos de tales componentes son:

• Equipamiento transformador de suministro y / o bobinas
• Ferritas usadas para EMC protección
• Transformadores utilizados en PLC circuitos
• Transformadores utilizados en circuitos de aislamiento

Medidas contra la manipulación magnética

Una variedad de medidas está disponible para el diseñador metros para combatir la interferencia magnética. Las medidas se enumeran a continuación en orden de costo y esfuerzo:

• Registro de eventos
• La colocación estratégica de los componentes sensibles a los campos magnéticos
• Protección magnética
• Utilizando transformadores con otras materias básicas (alta saturación)

Estas medidas se describen en las secciones siguientes.

Event Logging

La primera línea de defensa contra la saturación del transformador de campos magnéticos puede ser tan simple como el registro de eventos. ³ Un evento magnético puede dar lugar a acciones que pueden ir desde medidas legales contra el infractor para desconectar la carga (utilizando un punto de corte interruptor ) o penalizar al cliente con tarifas máximas.

Una variedad de métodos se puede utilizar para detectar la presencia de un imán permanente. En la industria de la medición, los métodos se utilizan los siguientes:

• Los relés de lámina : Estos relés pequeños tienen contactos ferromagnéticos que se cierran cuando un campo magnético se aplica. Los contactos se dirige generalmente a I / O pins del IC metros.
• Sensores de efecto Hall : Estos sensores analógicos generar una salida de voltaje proporcional al campo magnético aplicado. La salida del sensor de efecto Hall se dirige generalmente a un ADC o comparador de entrada de la IC metros.

Código de demostración está disponible para el 71M6543F-DB y DB-71M6541F tableros de demostración que procesa la caída de la tensión asociada con saturación del transformador y registra un evento de tamper. El código se basa la distinción entre una pérdida de potencia real y la manipulación inducida por la pérdida de potencia de la siguiente manera:

1. Una pérdida de energía de la red está asociado con una señal de colgar en la CE.
2. Una pérdida de la tarjeta de potencia causada por un evento de tamper magnético no está conectado a un evento de hundimiento. El código se ejecutará en breve apagón modo y permitir que los mandos a distancia al regresar a modo de misión. Si la situación de manipulación magnética todavía existe, esto dará como resultado en el bit 0 se encuentra en la VSTAT [2:0] registro, y la MPU registros esto como un evento de manipulación.

La colocación de los componentes sensibles a los campos magnéticos

Si la prueba de proximidad se utiliza para el metro, que es el caso para las aplicaciones magnéticas más graves, tiene sentido para colocar los componentes magnéticamente sensibles, es decir, los transformadores de potencia y suministro de bobinas, así como los transformadores de impulsos tan lejos como sea posible de las superficies accesibles del metro.

Se dijo anteriormente que en relativa proximidad, la intensidad de campo de un imán disminuirá a un ritmo proporcional a entre 1 / r ² y 1 / r ³. Desde que se puede concluir que el campo será de menos de 1/4 a una distancia de 2 cm en comparación con la distancia de 1 cm del imán. Esta consideración hace que la colocación de la primera línea de defensa cuando el registro de eventos por sí sola no es suficiente.

Otra consideración es la orientación de los transformadores. Los transformadores toroidales tienden a ser más susceptibles si la apertura del núcleo toroidal se enfrenta a la fuente del campo magnético. Figura 2 muestra dos diferentes orientaciones del núcleo. La orientación que se muestra en el lado izquierdo es menos susceptible al campo magnético del imán anterior.

Figura 2. Orientación de núcleo de ferrita: vertical (izquierda), horizontal (derecha).

Blindaje

Si los requisitos para el metro ir más allá de registro de sucesos, y las opciones para la disposición geométrica del transformador de impulsos (s) de distancia de los lados del recinto metros son limitados, el blindaje se puede utilizar para reducir el campo magnético. Para ahorrar material de blindaje, que ayuda a organizar los transformadores en un grupo compacto, que luego es rodeado por el escudo.

La idea de blindaje magnético es que para una intensidad de campo dada, la densidad del flujo será mayor en un material altamente permeable. Material de blindaje se "absorben" el flujo (como una esponja que absorbe el agua), llevándolo lejos de los componentes sensibles. Sin embargo, una vez que una fuerza de campo que se alcance cierto, el escudo se saturará y ya no llevan una densidad de flujo proporcional al campo aplicado. Es importante conocer la permeabilidad y otras propiedades magnéticas de los componentes que van a ser protegidos. Al igual que el material de blindaje, estos componentes concentrar el flujo magnético, ya que su permeabilidad es generalmente mayor que la del espacio libre.

Benignos campos magnéticos pueden ser protegidos de manera eficiente con mu-metal, un material con alta permeabilidad relativa (típicamente 70.000 a 80.000). Estos materiales están disponibles en forma de hojas o láminas adhesivas de diferentes fabricantes (ver las herramientas y los recursos para la sección de enlaces a fabricantes). Estas láminas se pueden cortar fácilmente y doblado en la forma deseada para las pruebas de laboratorio. Una vez una solución buen escudo se encuentra, un escudo fijo estampada o mecanizada en la forma de una lata o una caja se puede utilizar.

Al experimentar con escudos magnéticos, es útil observar algunas pautas, tales como:

• Escudos funcionan mejor cuando las esquinas no son nítidas, pero se inclinó suavemente.
• Cuando se forma una estructura de aluminio, debe haber una considerable superposición en los dos extremos se encuentran.
• Escudos dobles o triples, con lagunas finas entre ellos funcionan mejor que los materiales sólidos de espesor doble o triple. Papel o lámina de plástico se puede utilizar para separar las capas de un escudo.

Eficiencia de blindaje es limitado, especialmente cuando los imanes fuertes están involucrados. En términos prácticos, los materiales de blindaje con alta permeabilidad tienden a saturar temprano y por lo tanto, pierden sus propiedades de protección. Para protección contra campos magnéticos fuertes, acero suave u otros materiales deben ser considerados.Sin embargo, el blindaje eficaz sólo es posible cuando se utilizan grandes volúmenes de material, lo que hace que el medidor pesado y caro.

Utilización de los materiales alternativos Core

Transformadores típicos de impulsos basado en un material de ferrita se saturan a alrededor de 450mt a 500mt. Estos transformadores ofrecen una buena solución en benignos entornos magnéticos, cuando el registro de eventos pueden ser utilizados, o cuando el transformador colocación y / o blindaje dar buenos resultados.

No todos los escenarios magnéticos pueden ser satisfechas con este tipo de transformador. Cuando los imanes de CC grandes y poderosos están implicados, a veces la única solución es el uso de transformadores de pulso con flujo de saturación superior. Maxim ha colaborado con fabricantes de transformadores para identificar los materiales adecuados centrales que ofrecen una buena combinación de propiedades eléctricas, resistencia magnética y la economía.

Después de intensas pruebas, dos materiales básicos fueron favorecidos:

• MPP núcleos
• Hi-Flux núcleos

Maxim ha colaborado con un fabricante magnético que puede proporcionar muestras de transformadores con Hi-Flux núcleos. Para los datos del fabricante, números de pieza y disponibilidad parte, comuníquese con un FAE Maxim o vendedor.

Algunos resultados de la prueba se presentan en la Prueba de Materiales magnéticos Alternativa sección.

Simulaciones de blindaje

Simulaciones de blindaje se realizaron con el Vizimag 2-D herramienta de simulación. Placas de blindaje de 1 mm de espesor y con μ _r de 80.000 fueron asumidos por estas simulaciones.

No Shield

Sin ningún tipo de protección (ver Figura 3 ), las líneas de campo penetrar en la PCB como el aire y generar una densidad de flujo de 92mT en el centro y 75mT en una ubicación fuera del centro de 15 mm.

Figura 3. Campo magnético sin blindaje.

Es importante señalar que los resultados de la simulación de 92mT o 75mT será no ser la densidad de flujo alcanzado en el transformador, una vez que se introduce en el campo. El núcleo de ferrita se aplicará su propia permeabilidad y disfrute de las líneas del campo magnético. Esto dará lugar a la densidad de flujo mucho mayor que lo que las simulaciones muestran para el aire.

Piso Shield

Un escudo plano reduce la densidad de flujo ligeramente. Trayendo una placa de 40 mm de ancho escudo plano con μ _r = 80.000 y un espesor de 1 mm reduce la densidad de flujo a 40MT (centro) para 57mT (15 mm fuera del centro). El efecto de la protección puede ser estimado por la distancia entre las líneas de campo (ver Figura 4 ), que es aproximadamente el doble de grande en esta simulación cuando se compara con la simulación en la figura 3.

Figura 4. Campo magnético con escudo plana.

Al mover el escudo arriba y hacia abajo no cambia significativamente la densidad de flujo en la superficie de la PCB.Curiosamente, el grosor de la pantalla tiene sólo una influencia menor en la densidad de flujo.

En forma de U Shield

Llevar a los lados de la protección hacia abajo para formar una estructura en forma de U (véase la Figura 5 ) se reduce la densidad de flujo a 25MT (centro) y 29mT (15 mm fuera del centro). Las líneas de campo tienden a seguir la estructura mu-metal y penetrar en la PCB sólo en dos lugares.

Figura 5. Campo magnético con forma de U escudo.

Una mejora adicional es posible por alargamiento de los lados de la caja en forma de U. En la Figura 6 , el campo de una estructura en forma de U con una longitud de lado de 12 mm se muestra. Las líneas de campo tienden a evitar la cavidad debajo de la "U" invertida y dejar la estructura mu-metal en los mismos extremos de los paneles laterales alargados. Esta técnica reduce la densidad de flujo a 15Mt (centro) y 12mt (15 mm fuera del centro). En comparación con la configuración sin blindaje, ahora hemos logrado una reducción de más de seis veces de la densidad de flujo.

Tenga en cuenta que el escudo ahora penetra en el PCB, que hará que sea necesario proporcionar ranuras recortadas en la PCB.

Los resultados entonces se comprueba mediante la introducción de los núcleos de los transformadores toroidales con las propiedades físicas dadas anteriormente, ya que el efecto del apantallamiento última instancia, muestra como reducción de la densidad de flujo en el interior de los núcleos (ver Figura 7 ).

Figura 6. Campo magnético alargado con forma de U escudo.

La simulación muestra las densidades máximas de flujo en los núcleos que llegan ahora hasta 2mt, que es inferior al límite de saturación. En comparación, la densidad de flujo en los núcleos de la configuración sin blindaje (véase la figura 8 ) alcanza hasta 200 metros, que está cerca del flujo máximo que se podía añadir basándose en el presupuesto de error establecida antes.

Figura 7. Campo magnético con forma de U alargada escudo y núcleos de transformadores.

Figura 8. Campo magnético sin escudo y núcleos de transformadores.

Cerrado Shield

Mejores resultados de blindaje se puede lograr mediante el cierre de la estructura de blindaje en todos los lados. Esto puede no ser práctica debido a las consideraciones de montaje y el aislamiento, pero en casos extremos podría ser la única solución viable blindaje. La simulación 2-D muestra las densidades de flujo por debajo de 1,6 millones de toneladas en los núcleos (ver Figura 9 ).

La Figura 9. Campo magnético cerrado con escudo y núcleos de transformadores.

Limitaciones de la simulación

Las herramientas de simulación simples utilizados para los ejemplos anteriores tienen limitaciones, tales como:

• 2-D solo: no hay conciencia de la tercera dimensión
• Toroides no se puede representar con precisión en términos de su orientación. Como se muestra en los gráficos, los ejes de los toroides son perpendiculares al papel (eje Z). En la posición de montaje correcta, es decir, con el transformador sueldan a la PCB, los ejes de los toroides sería paralelo al papel (eje Y).
• Lo más importante, todos los materiales de blindaje se sature en la vecindad de un imán fuerte y por lo tanto, pierden sus propiedades de protección.

Estas limitaciones significan que los resultados no se precisa predecir las propiedades de un escudo real. Más potentes en 3-D de herramientas de simulación están disponibles, y debe ser usado donde se requiere una mayor precisión.

Además, el blindaje se complica por las siguientes consideraciones:

• Los materiales magnéticos son conductoras.
• Hay altas tensiones en los transformadores.
• Estructuras 3-D se prefieren para el blindaje.
• Distancias de fuga y que debe ser respetado.

Naturalmente, el diseñador de metro a tratar de mantener las estructuras metálicas lejos de los transformadores de pulso.Esto limita la aplicación de escudos a áreas lejos de los transformadores de impulsos. El hecho de que los transformadores funcionan mejor cuando se coloca dentro de las estructuras de blindaje tridimensionales también significa que las estructuras físicas son limitadas: no puede penetrar PCB.

Las pruebas de blindaje

Las pruebas de blindaje en un medidor EHz

Las pruebas se realizaron con un recinto muy similar a la especificada para el metro EHz alemán. Este recinto es 135 mm de ancho de largo, 90 mm, y 80 mm de profundidad. Las dimensiones ajustadas (véase la figura 10 ) representan un desafío para el diseñador metros, ya que cualquier componente magnético nunca se puede colocar más de 45 mm de distancia desde el exterior del recinto.

Para la prueba, el imán PTB estándar tal como se especifica en los documentos EHZ se utilizó: El FNN Lastenheft EDL para el alemán metros EHz especifica una densidad de flujo de superficie 380mt ser aplicado a una de las superficies accesibles cuando el medidor está instalado para el funcionamiento (proximidad método). El método recomendado usa el imán Nd2Fe14B 280/167 por IEC 60404-8-1 con una remanencia de 1200mT (75mm x 50mm x 25mm de tamaño), que se aplica "costado", es decir, con la superficie de 50 mm x 75 mm directamente a el recinto metros. Este imán puede ser aplicado a todas las superficies, excepto para la parte inferior, que se conecta en el panel de metros.

Figura 10. EHZ dimensiones del recinto con una ubicación posible para el transformador (s).

La Figura 11 muestra el peor de los casos donde se aplica el imán lateralmente a la carcasa metros.

Figura 11. EHz recinto con PTB imán aplicado.

Después de alinear las cuatro paredes laterales de la carcasa con blindaje de acero de 0,75 mm de espesor ( Figura 12 ), el transformador (s) podrían estar dispuestos en la zona verde estrecha a lo largo del eje longitudinal (con el lado superior hacia la pared del recinto lado). El transformador (s) tuvo que ser "enterrado" a una profundidad de> 48 mm desde la parte superior para evitar la interferencia magnética.

Cuando se aplica un blindaje de doble capa de 0,75 mm de espesor cada uno y separados por una lámina de 0,2 mm de plástico en el interior del recinto ( Figura 13 ), el transformador (s) podría ser colocado en el área verde más grande (con el lado superior hacia el lado gabinete de pared). Una vez más, el transformador (s) tuvo que "enterrada" a una profundidad de> 48 mm desde la parte superior. Esta opción de doble escudo añade un peso considerable a la metro, pero el coste del material es moderada. Sin embargo, las opciones de colocación para el transformador están restringidos y no dejan mucha libertad al diseñador.

Figura 12. EHz recinto con blindaje individual.

Figura 13. EHz caja con doble escudo.

Pruebas de Materiales magnéticos alternativos

Transformador de muestras con núcleos basado en MPP, Hi Flux-, y Sendust proporcionado por un fabricante de magnetismo que está cooperando con Maxim se ensayaron. Las pruebas preliminares mostraron que las distancias alcanzables desde el imán PTB podría reducirse en un 50% con respecto a las distancias obtenidos con el estándar de núcleos de ferrita.

Como prueba de concepto, transformadores con los tres materiales de núcleo se montaron en un 71M6543F-DB placa de demostración y luego se exponen al imán PTB, que fue montado a una distancia variable de los transformadores ( Figura 14 ) y también con el desplazamiento vertical o 0mm 10mm. Blanco líneas de carga fueron trasladados a distancias diferentes de transformadores.

Figura 14. Medidor de prueba con imán PTB.

Los resultados son buenos para ambos núcleos Hi-Flux y MPP, incluso cuando el imán de prueba es un cierre de 17 mm como para los transformadores (ver Figura 15 y Figura 16 ).

En comparación, los típicos basados ​​en transformadores de ferrita ya saturar cuando el imán PTB está a una distancia de 40 mm.

Figura 15. Qu línea de carga para la base del MPP con imán PTB.

Figura 16. Qu línea de carga para Hi-Flux core con imán PTB.

Herramientas y recursos

Pulse Transformadores

• Midcom / Würth Electronics

Herramientas de simulación

Algunas herramientas de simulación en 2-D están disponibles a bajo costo o gratuitos como:

• Vizimag
• Finite Element Method Magnetics (FEMM)

3-D de herramientas de simulación:

• Maxwell

Mu-Metal Material y Escudos

Mu-metal muestras de lámina y kits de ingeniería están disponibles de varias fuentes. Kits típicos de ingeniería contener mu-metal láminas que están recubiertas con adhesivo. Algunas fuentes son los siguientes:

• McMaster Carr
• Aaronia AG
• Menos EMF
• Magnetic Shield Corporación
• Escudos magnéticos

Fuentes de latas escudo estampado:

• Escudos magnéticos
• www.advancemag.com

Imanes de prueba

Un fabricante de especialidad se enumeran a continuación:

• IBS Magnet

Referencias

1. Como ejemplo, ver la "Lastenheft EDL" especificación de requisitos para el mercado alemán metros, que describe un imán 75mm x 50mm x 25mm con una remanencia 1200mT que debe aplicarse a las superficies exteriores de la metro.
2. Las mediciones se realizaron con un CT 200A y un "PTB" imán de prueba (1200mT remanencia, 75 mm x 50 mm x 25 mm) a una distancia de 30 mm desde el CT.
3. El alemán "Lastenheft EDL" especificaciones requieren que un sensor magnético incluirse en el medidor para el registro de eventos y también para emitir una alarma si el medidor puede estar influenciada por los campos magnéticos.

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